半導體供應商應如何作以滿足政府及有關機構發布的電子規范要求

　　面對減少二氧化碳 (CO2) 排放量的目標及全球性節能的迫切需求，多項強制性規定電子應用的電源效率的規范不斷出現。從降低待機功耗、增加效率及提供能強化功率質量解決方案的角度來看，半導體供應商正擔當越來越重要的角色，必須遵守這些規范。本文將探討產業面臨的功率設計挑戰、應付這些挑戰的標準方法，以及解決這些問題的嶄新技術。

　　待機模式是指當產品處于被動狀態或睡眠模式中，即相對于有源或工作模式。產品未使用時的待機功耗占總功耗的 5-10%。為達到減少礦物燃料使用及其相關污染的戰略性目標，許多國家都要求產品能降低其待機功耗。美國、歐盟、中國、日本及韓國都已有限制電子產品待機功率的相關規范，幾乎針對于所有家用、消費和辦公產品。當中所允許的功率值與產品類型相關。舉例說，歐洲于 2006 年將執行由能源效率電器組織 (GEEA) 發出的能源標簽，指出數字衛星機頂盒，最大功率允許值可達 15W。而VCR 或 DVD 可錄播放機的限值只有 2.5W。

　　半導體供應商因此需要為產品制造商提供電源解決方案，以滿足這些待機要求。例如，飛兆半導體許多功率開關元件都通過進入間歇工作模式來解決這一難題。圖 1顯示了采用飛兆半導體功率開關的單輸出反激式電源的模塊示意圖。圖 2 指出飛兆半導體功率開關如何在待機 (間歇) 模式下工作。


圖 1  采用飛兆半導體功率開關的單輸出反激式電源的模塊示意圖


圖 2 飛兆半導體功率開關在待機 (間歇) 模式下工作的示例

　　隨著產品負載降低，反饋電壓 VFB也隨之降低。當反饋電壓降低至 500mV 時，器件將自動進入間歇模式。主器件的開關動作將繼續，但內部限流將減小來限制變壓器的磁通密度。隨著反饋電壓不斷下降，開關動作將會繼續。一旦反激電壓降到 350mV，開關將會停止，而電源的輸出電壓會以與負載電流一定的比率下降。這反過來會引起反饋電壓上升。當 VFB上升到 500mV，開關又會重新啟動，而這又會造成反饋電壓再次下降，使過程不斷重復。間歇工作模式的優點是能大幅降低待機功耗。

　　除了限制待機功率外，多個組織和官方機構正對器件的正常操作也加以功率限制。例如，GEEA建議視頻磁帶錄像機 (VCR)和可錄DVD播放機在開機模式下的功耗不得大過15W。為了滿足這些規范，在正常工作模式下的電源效率因而需要提高。其中一個方法是減少開關器件的開關損耗。

　　在傳統的反激式轉換器(圖3)中，當 FET 關斷時，電路周圍的各種寄生電容如 FET 的輸出電容 (Coss)、變壓器電容及反射二極管電容等，都將進行充電。當 FET 重新導通時，這些寄生電容會向 FET 放電，造成很大的電流尖峰，從而增加總體開關損耗。但在準諧振轉換器中，FET 的漏源電壓由控制器來感測，并僅會在第一個谷值期，亦即當漏源電壓最小時將 FET 導通。因此，準諧振轉換器的開關頻率不會與振蕩器依賴，而是和初級電感、諧振電容、輸入電壓和輸出功率相關。圖 4 為準諧振開關示意圖。

圖 3  傳統的反激式轉換器


圖 4  準諧振開關示意圖

　　準諧振開關的結果是大大減小了導通電流尖峰，從而降低開關損耗，并且提高效率。視電源設計而定，更可以實現零電壓開關。飛兆半導體專為各種不同的功率水平，提供了各式準諧振功率開關。

　　另一個對產品電源設計有著重大影響的規范是功率因數校正 (PFC)。根據 EN61000-3-2 規范，在歐洲市場銷售額定功率達 75W 以上的產品必須引入功率因數校正。目前流行的大部分消費電子產品包括計算機和外設等都含有開關電源。大多數離線開關電源的前端都采用了傳統的二極管橋＋電容作為輸入，以便進行 AC/DC 轉換，如圖 5 所示。這種電容性負載會導致低功率因數。只有當 AC 線電壓峰值大于電容上的電壓時，二極管橋電路才會傳導電流。由此產生的半正矢 (haversine) 電流波形包含了大量諧波，從而降低功率因數。圖 6 便顯示了這一現象。


圖 5  開關電源的前端采用傳統的二極管橋＋電容輸入來進行AC/DC轉換

　　功率因數校正的目的是使電流波形成為類似于電壓波形的正弦波形。在這個過程中，電源就像是 AC 線的電阻性負載。校正功率因數可以以有源或無源方式實現。無源方式校正時，電感放置在二極管橋電路和電容前面。這個電感將過濾部分較高階諧波，從而提高功率因數。無源校正的原理很簡單，不過由于電感工作在 AC 頻率下，因此可能較為龐大及笨重，并因最終產品的結構限制而難以實現。


圖 6  半正矢 (haversine) 電流波形包含了大量諧波，能夠降低功率因數

　　有源功率因數校正包括把高頻轉換器置于二極管橋電路和電容之間。這種轉換器使用了反饋方案，可使平均輸入電流成為正弦電流。一般能夠通過有源而非無源方式校正獲得較高的功率因數值。功率因數校正轉換器通常是升壓拓撲，這種結構的好處是輸入電流是連續的。圖7為其實現圖。


圖 7  有源功率因數校正

　　這類有源校正方案有幾種變體，包括非連續性或臨界傳導模式、連續性傳導模式，以及具有零電壓開關的連續性傳導模式。它們都各有其優點。

　　非連續性傳導模式往往作為臨界傳導模式來實現，并用于 300 W 及以下的較低功率應用。臨界傳導模式的特征是一旦電感電流達到零，就會開始下一個周期。圖 8描述了臨界傳導模式的工作原理。它的優勢是 Q1 直到電感電流為零時才導通，因此消除了升壓二極管 (即圖 7 的 D2) 的反向恢復效應。故此可以使用較低成本的升壓二極管。不過，由于臨界傳導模式中的 rms 電流較大，因此也需要較大的電感磁心和繞線線徑。而 FAN7527B 和 FAN7528 正是飛兆半導體的臨界傳導模式控制器。


圖 8  臨界傳導模式的工作原理

　　為了降低 rms 電流以獲得更高的輸出功率，通常會采用連續性傳導模式。在這種模式中，電感電流在下一個周期開始之前不會為零。因此，rms 電流得以大大降低。圖 9 所示為連續性傳導模式。連續性傳導模式的問題是置于升壓二極管 D2上的應力。D2 的反向恢復損耗在連續性傳導模式中非常重要。飛兆半導體提供的連續性傳導模式部件包括 FAN4810 和幾種整合了 PFC 控制和下行開關電源控制的器件。這些組合控　　制器計有 FAN4800、ML4824、ML4841 和 ML4826-2。


圖 9  連續性傳導模式

　　具有零電壓開關 (ZVS) 的連續傳導模式似乎能夠解決非連續性和連續性工作模式的有關問題。尤其是當系統在連續性模式下工作時，將使 rms 電流下降。然而，只要增加一些電路，在傳統的連續性工作模式中對加在升壓二極管并引起 EMI 的反向恢復電流就能夠降低。圖 10 例示了這種方案的基本電路。



圖10  具有零電壓開關 (ZVS) 連續傳導模式的基本電路

　　基本上，控制器在 Q1 導通之前就會激活 ZVS FET。這個行動控制了 D1 的關斷，并顯著降低了開關損耗。PFC FET 的激活將隨之進行。通過這種方案可以實現更軟的轉換，但代價是復雜性更高、元件數目更多。這方案也降低了開關損耗和EMI。而飛兆半導體采用這種拓撲的控制器是 FAN4822。

　　待機功率、總體效率及功率因數校正僅是目前針對電子產品而設的一些規范。隨著環保意識日漸加強及礦物燃料供應減少，全球各個國家的政府機關都將繼續提出強制性的方案，務求電子產品生產商必須提高其產品的能源效率。而半導體企業的任務是繼續與這些產品生產商合作，推出創新富革命性的部件，使到產品的價格會保持在普通消費者可接受的水平之內。