多路單端反激式開關電源設計
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第一級濾波電容的選擇由式(18)確定：
式中：Iout是輸出端的額定電流，單位為A；Dmin是在高輸入電壓和輕載下所估計的最小占空比(估計值為0．3)；V(PK-PK)是最大的輸出電壓紋波峰峰值，單位為mV。計算得出后考慮閾值C6取100μF／10 V，C8取220μF／35 V。
第二級經LC濾波使不滿足紋波要求的電壓再次濾波。輸出濾波電容器不僅要考慮輸出紋波電壓是否可以滿足要求，還要考慮抑制負載電流的變化，在這里可以選擇C7取22μF／10 V，C9取10μF／35 V。C5取經驗值0．1μF／25 V。輸出濾波電感根據經驗取2．2～4．7μH，采用3．3 μH的穿心電感，能主動抑制開關噪聲的產生。為減少共模干擾，在輸出的地與高壓側的地之間接共模抑制電容C15。
3．6 反饋回路設計
開關電源的反饋電路有四種類型：基本反饋電路、改進型基本反饋電路、配穩壓管的光耦反饋電路、配TL431的光耦反饋電路。本設計采用電壓調整率精度高的可調式精密并聯穩壓器TL431加線形光耦PC817A構成反饋回路。
TL431通過電路取樣電阻來檢測輸出電壓的變化量△U，然后將采樣電壓送入TL431的輸入控制端，與TL431的2．5 V參考電壓進行比較，輸出電壓UK也發生相應變化，從而使線性光電耦合器中的發光二極管工作電流發生線性變化，光電耦合器輸出電流。
經過光電耦合器和TL431組成的外部誤差放大器，調節TOP223Y控制端C的電流IC，調整占空比D(IC與D成反比)，從而使輸出電壓變化，達到穩定輸出電壓的目的。
對于電路中的反饋部分，開關電源反饋電路僅從一路輸出回路引出反饋信號，其余未加反饋電路。這樣，當5 V輸出的負載電流發生變化時，定會影響12 V輸出的穩定性。
解決方法是給12 V輸出也增加反饋電路。另外，電路中C10為TL431的頻率補償電容，可以提高TL431的瞬態頻率響應。R5為光電耦合器的限流電阻，R5的大小決定控制環路的增益。電容器C13為軟啟動電容器，可以消除剛啟動電源時芯片產生的電壓過沖。
下面主要是確定R4～R8的值：
按照應用要求，對5 V電源要求較高，但也要兼顧12 V電源，權衡反饋量，將R7，R8的反饋權值均設置為0．6，0．4，各個輸出的穩定性均得到保障和提高。
只有5 V輸出有反饋時，如R4，R7取值均為10kΩ，此時電流IR=250μA，分權后，R7分得150μA、R8分得150μA。根據TL431的特性知，Vo，VREF，R7，R8，R4之間存在以下關系：
Vo1=(1+R7／R4)VREF (19)
Vo2=(1+R8／R4)VREF (20)
式中：VREF為TL431參考端電壓，為2．5 V；Vo為TL431輸出電壓。根據電流分配關系得(單位：kΩ)：
式中：VF為光耦二極管的正向壓降，由PC817技術手冊知，典型值為1．2 V。先取R5=390 Ω，可得R6=139 Ω，取標稱值150 Ω。
3．7 控制回路
由電容C7和電阻R12串聯組成。C9用來濾除控制端的尖峰電壓并決定自動重啟動時序，并和R12一起設定控制環路的主極點為反饋控制回路進行環路補償。由數據手冊知，C9選擇47μF／25 V的電解電容，當C9=47μF時，自動重啟頻率為1．2 Hz，即每隔0．83 s檢測一次調節失控故障是否已經被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作。R12取6．2 Ω。
4 實驗結果及分析
根據以上的設計方法和規范，設計出的一種基于TOP223Y雙路+5 V／3 A，+12 V／1 A輸出的反激式開關電源。在寬范圍85～265 VAC的輸入范圍下對其性能進行了測試，如表1所示。本文引用地址：http://www.104case.com/article/201809/388667.htm
由以上選取的實驗數據得出，+5 V／3 A(反饋權重0．6，負載500 Ω)輸出的電壓調整率為SV=±0．18％，輸出的紋波電壓為39 mV，輸出的最大電流為3．2 A；+12 V／1 A(反饋權重0．4，負載750 Ω)輸出的電壓調整率為SV=0．3％，輸出的紋波電壓為68 mV，輸出的最大電流為1．10 A。
該電源在滿載狀態時，功率可達27．6 W，最大占空比為0．60，電源效率為83．1％，開關電源具有良好的性能，滿足應用要求。
6 結語
本開關電源的設計，芯片的高度集成化，外圍電路設計簡單。電源的性能通過參數的調節仍有提升的空間。雙輸出雙反饋異權重的設計使開關電源的更加實用靈活，不同的保護電路的設計，使電源的實用更加安全可靠，該電源在實際應用中表現良好。
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