理解功率MOSFET的開關損耗

開通過程中大的電流尖峰產生大的電流應力，瞬態過程中有可能損壞MOSFET，同時還會產生電流干擾，帶來EMI的問題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統能夠工作的最小占空比值。
Coss產生的損耗為：

對于BUCK變換器，工作在連續模式時，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續模式時，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開通瞬態時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。

2 Coss對開關過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態下，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在，實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示。下面以關斷過程為例說明。基于理想狀態下，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內線性地從最小值上升到輸入電壓，電流在t8時間段內線性地從最大值下降到0。

圖3 MOSFET開關過程中實際波形

實際過程中，由于Coss影響，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關斷的過程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關斷，功率損耗很小。

同樣的，在開通的過程中，由于Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。

在理想狀態的工程簡化方式下，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分。而實際的狀態下，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分。

從上面的分析可以看出：在實際的狀態下，Coss將絕大部分的關斷損耗轉移到開通損耗中，但是總的開關功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結束時開始快速上升。

圖4 非連續模式開關過程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯更大的電容，關斷時MOSFET越接近理想的ZVS，關斷功率損耗越小，那么更多能量通過Coss轉移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實現其在開通過程的ZVS。如同步BUCK電路下側續流管，由于其寄生的二極管或并聯的肖特基二極管先導通，然后續流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關斷是自然的0電壓關斷ZVS，因此同步MOSFET在整個開關周期是0電壓的開關ZVS，開關損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產生的導通損耗，選取時只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。

注意到圖1是基于連續電流模式下所得到的波形，對于非連續模式，由于開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產生的功耗外，沒有開關的損耗，即非連續模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中，非連續模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由于Coss的放電電流產生的。Coss放電快，持續的時間短，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉移特性的約束，所以當電流突然降低時，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產生一個下降的凹坑，并伴隨著振蕩。