用于電動汽車的多重化軟開關雙向DC/DC變換器的研究

電動汽車在運行過程中，頻繁地加速減速、起動制動，需要利用雙向DC/DC變換器將電池的電壓升高以獲得穩定的直流母線電壓。另外，在電動汽車制動時，需要通過雙向DC/DC變換器將能量回饋到電池，使其效率提高。
參考文獻[1]通過對比幾種典型雙向DC/DC變換器發現，在相同條件下半橋型雙向DC/DC變換器電路元件所承受的電壓電流應力較小。基本半橋型拓撲結構運用在大功率負載時，所需開關器件等級仍然較高、電感較大、體積龐大、能量密度較低。為了減小變換器體積，增大功率等級，參考文獻[2-3]采用多重化半橋拓撲結構，降低了開關管功率等級，減小所用電感和電壓電流紋波，但開關損耗問題仍有待解決。參考文獻[4]采用一個震蕩電感加二重雙向DC/DC拓撲結構，運用軟開關技術提高效率，但增加了一個電感元件和兩個開關，導致成本增加。
為獲得較高的功率密度，可將變換器設計在非連續導通模式（DCM），但其紋波較大，故采用多重化拓撲結構以彌補其缺陷，由此所需電感進一步減小[3]。另外，在DCM模式下，主開關關斷的頻率是其負載電流頻率的兩倍，開關的關斷損耗增大，DCM模式使得變換器效率降低[5]。本文采用一種控制型軟開關技術[6]，不需要額外增加半導體器件，通過合理控制實現軟開關，從而減小了開關損耗，提高了變換器效率。
1 變換器拓撲結構及控制策略
1.1 變換器的拓撲結構及工作原理
本文采用的三重交錯式雙向DC/DC變換器由三個典型半橋式雙向DC/DC拓撲結構交錯并聯而成，其拓撲結構如圖1所示。

三個基本半橋的導通時間依次互錯1/3周期，且在每個周期導通時間相同，因此電感電流也依次互錯1/3周期，從而減小總電流的紋波。
當正向運行，即升壓運行時，下部開關Sd1、Sd2、Sd3處于斬波狀態，為主開關，上部開關Su1、Su2、Su3與同臂下部開關互補，為輔助開關。當反向運行，即降壓運行時，上部開關與下部開關主輔職能調換。
為了達到軟開關目的，在實際運行中上下開關驅動信號加入的死區時間，利用電感電流恒流源作用，使上下開關各自并聯的小電容能量在死區時間內得以交換，從而達到ZCS和ZVS。下面僅以單重半橋型雙向DC/DC變換器拓撲加以說明。
圖1中，iL1為電感L1的電流，規定如圖1中方向為正方向；Co為濾波電容；FWDu1及FWDd1分別為開關Su1和Sd1反向并聯的二極管；Cu1、Cd1為兩開關并聯的小電容。低壓側Vin由蓄電池或超級電容供電，高壓側Vo接電機等負載。當電機正向運行時，Sd1為斬波開關，Su1為輔助開關，能量由低壓側Vin流向高壓側Vo；當電機發生制動時，能量反向流動，上、下開關職能調換。現僅以boost工作模式加以說明。圖2所示為升壓模式下6個工作模態的關鍵波形。

模式1(T0≤t＜T1）
由于變換器工作在DCM狀態，電感L1較小，在T0時刻，i_L1達到負向最小值i_L1(T0)，二極管FWDd1 ZVS導通。電感電流線性增加，此狀態以開關Sd1獲得導通驅動信號為止。

二極管FWDd1自然導通，開關Sd1擁有導通驅動信號，但由于電感電流iL1仍為負，開關Sd1未導通，此狀態以電感電流iL1上升至零截止。

1.2 變換器的控制策略
本文采用電壓外環PI調節，可穩定直流母線電壓，即DC/DC變換器高壓側電壓，使其不隨蓄電池電壓變化而變化；此外，在負載變化時，保證了直流母線電壓在較快時間內得以穩定。
采用電流內環PI調節，可以將電動汽車制動剎車時直流母線側能量以可控的方式對蓄電池組進行充電；另一方面，共用一個電壓外環，保證并聯各個基本變換器電應力和熱應力的均勻合理分配，以實現電源系統中各基本變換器自動平衡均流[7]。本文采用雙閉環控制方式，如圖3所示。