模數混合型FIR噪聲濾波器設計

　　圖5(b)是對比采用混合型FIR濾波器的新結構與傳統結構在環路鎖定時的瞬時相位誤差電壓(即2階環路濾波器中電阻兩端的電壓)。從中可以看到，盡管環路呈現相同的動態特性，但新結構中的瞬時相位誤差電壓遠小于傳統結構。這表明高頻量化噪聲得到了混合型FIR濾波器的有效抑制。

2 失配的影響

　　相比現有數字FIR噪聲濾除技術，所提出的混合型FIR濾波在實現過程中引入了模擬域的操作，因此需要考慮失配的影響。由于最終噪聲濾除效果是用濾波器傳遞函數來描述的，所以失配的影響因素同樣也可以歸結到對濾波器傳遞函數的改變，主要包括以下3個方面：

　　(1)電荷泵各支路電流的失配△Ii改變了傳遞函數的系數;

　　(2)延時失配引起調制器輸出延時深度改變△ni;

　　(3)并行支路間非同步引入附加相位偏移△φi。

　　考慮到這些因素后，式(2)所示的FIR濾波器傳遞函數將轉變為：

　　其中，作為模擬模塊的電荷泵，電流鏡失配引起的各支路電流的改變是不可避免的，因此是影響FIR濾波器傳遞系數的主要因素。通過在上電初始化時對并行各支路加以同步復位后影響因素(3)，將與影響因素(2)一樣，由于相關的電路模塊為寄存器鏈、分頻器以及鑒頻鑒相器等離散時間域工作的數字模塊，因此主要受時鐘抖動影響，從而相對△Ii而言，△ni和△φi可以忽略。

　　基于以上考慮，假設電流失配、延時失配以及非同步引起的附加相差分別滿足3σ=15%，3σ=1%和3σ=0.01π的正態分布。對由式(3)給出的混合型FIR濾波器的頻域響應做Monte-Carlo分析，可以得到如圖6所示的結果。

　　對于其他純模擬的量化噪聲抑制技術，比如采用數/模轉換器補償量化誤差的方法，失配將造成整個頻帶上噪聲抑制效果的惡化。從圖6可以看到，混合型FIR噪聲濾除技術中，失配主要影響傳遞函數的零點位置。在遠離零點的頻偏處，濾波器增益的變化在±3 dB以內;而在預期的零點位置處，即便有失配存在，仍然能保證有至少25 dB的抑制，這通常已經足以把量化噪聲降低到不再影響整體性能的水平。此外，從圖中虛線給出的不失一般性的個例可以看到，盡管失配使得在一些頻偏處的噪聲抑制程度不如預期值，但也使得在其他頻偏處的噪聲抑制要優于預期值。這個特性進一步使得量化噪聲的總體改善對失配不敏感。

　　3 并行支路間的準同步

　　傳統△-∑鎖相環或△-∑延時鎖定環中只有一個鑒相器，其輸入端的參考時鐘和環路反饋回來的信號時鐘之間在鎖定后只存在由式(4)給出的瞬時相位誤差，這決定了電荷泵的開啟時間和對應的噪聲注入。而在采用混合型FIR噪聲濾除技術的結構中，存在并行多支路鑒相器。它們一方面共享同一個參考時鐘，另一方面則是由各自對應的分頻器或相位選擇器產生各自的信號時鐘，因此存在是否需要對這些信號時鐘加以同步的問題。

　　支路間處于異步狀態時將造成的問題如圖7所示。

　　為不失一般性，此處假設要實現一個簡單的2抽頭FIR濾波器，其傳遞函數為(1+z-1)/2，因此環路中將需要用到2個支路的鑒相器。如圖7所示，在環路建立后，參考時鐘沿將被鎖定在2個信號時鐘沿的中間。因此，如果兩個信號時鐘沿的相位差為△φ，則對于每個鑒相器而言，輸入端的瞬時相位誤差比原來增加了△φ/2。此外，為了保持環路的鎖定，2個電荷泵支路需要在每個鑒相周期內交替充放電。支路間的相位差△φ越大，也就意味著電荷泵開啟時閶以及噪聲注入時間越長，從而嚴重惡化帶內相位噪聲以及參考雜散性能。另一方面，支路間異步引入的附加相位偏移還將影響所要實現的混合型FIR濾波器的傳遞函數。

　　為了避免這些性能上的惡化，混合型FIR噪聲濾除技術在電路實現上需要保證并行支路間處于準同步狀態，即各信號時鐘的相位差應滿足：

　　式中：φi和φj分別為第i和j路信號相位;Ni和Nj為支路對應的控制字;φstep為相位量化步長?？梢?，這里的“準同步”包含2個含義：一方面，由于各支路的信號時鐘受控于不同的控制字，因此不可能實現零相位差的完全同步;另一方面，各支路信號時鐘的相位差應當僅由量化控制字的差異引起，無任何附加相位差。