基于高頻交流鏈接技術電容充電電源研究

摘要：提出一種新型的應用于脈沖功率技術的串聯諧振高壓充電電源，它采用了高頻交流鏈接技術(HF AC-link)，具有內部低儲能、高功率密度和高功率因數等優點。電源工作在電流斷續模式及零電流零電壓開關條件下，分析了電源的工作過程，推出了各個模式下的電流特性及輸出電壓和三相交流電壓變化對電流特性的影響，應用了一種新穎的電荷控制方式，并進行了初步的實驗驗證。實驗的結果表明，所提出的控制方式相比傳統技術顯著地提高了輸入的功率因數，使功率因數達到0．99，且切換角度和電流諧振周期隨三相交流電壓和輸出電壓發生變化。
關鍵詞：電源；高頻交流鏈接；串聯諧振

1 引言
當前脈沖功率系統，高壓電容通常采用線性電源諧振充電或傳統諧振高頻開關電源恒流充電。線性電源工作在工頻條件下，變壓器的體積龐大且笨重。此外，為滿足應用的需求，輸出需要進行充分濾波，通常需要大容量的高壓電容，高的儲能則需要為電源設計額外的保護系統。傳統諧振高頻開關電源采用諧振電路，電源內部存在DC-link部分，通常為大容量的電解電容，體積和重量占整個電源較大的比重。隨著機動新概念武器的發展，對電源的體積和重量提出了更高要求。基于高頻交流鏈接技術的串聯諧振電容充電電源沒有線性整流和DC-link部分，功率密度大大提高。采用了串聯諧振技術，使開關工作在零電流條件下，工作頻率進一步提高。新穎的控制方式使得三相輸入電流能跟隨三相輸入相電壓，實現較高的電能質量。

2 工作原理
變換器結構如圖1所示，它由三相輸入濾波器、IGBT組成的矩陣開關、LC串聯諧振電路、高頻高壓變壓器和全橋高壓整流電路組成。三相輸入濾波器是由電感L和電容C組成的二階低通濾波器。濾波電容器采用Y型結構，也可采用△型，只是參數設計稍有些不同。濾波電容器除了用于降低回路中電流諧波，它主要起能量儲存的作用，供給串聯諧振電路和負載，減小三相交流電壓的畸變。矩陣開關由12只ICBT組成，每兩只IGBT組成一個雙向開關，電流可以雙向流動，連接方式可以是兩只IGBT的c極相連，也可以是e極相連。6組雙向開關組成橋式整流結構，矩陣開關與串聯諧振電路相連，能實現零電流開關和能量的雙向流動。在工作過程中，通過檢測三相交流電壓和負載電壓，控制矩陣開關中IGBT的開關時序和開關時間，控制每一相向諧振電路提供的電荷量，使得三相輸入電流跟隨三相輸入相電壓變化。

3 工作過程分析
電源工作分3個過程：諧振電容Cr充電過程分為兩個過程，分別記為模式1和模式2；Cr放電只有一個過程，記為模式3。3個過程形成一個諧振周期，諧振電感電流iLr波形和諧振電容電壓uCr(t)波形如圖2所示。為了更好理解3個工作過程，引入三相輸入相電壓：

為分析方便，考察三相輸入相電壓的相位從0到6／π，此時三相輸入相電壓滿足|ua|≥|ub|≥|uc|，定義UM=|ua-ub|和UN=|ua-uc|。由于串聯諧振電路的諧振頻率(60 kHz)遠高于工頻(50 Hz)，在一個周期內，相電壓變化極小，因此分析時假定加載到諧振回路中電壓為恒定值。負載電容CL等效到初級的電容值遠大于CL，則在一個諧振周期內，CL的電壓上升非常小，在分析過程中將其視為一個直流源。

在t0時刻，首先驅動VS2和VS12，UN加載到諧振電路上，a相和c相形成電流回路，iLr增加，電流特性由LC串聯諧振回路決定，同時Cr和負載電容CL開始充電，UCr和CL的電壓Uo開始上升。等效電路如圖3所示。假定模式1工作初始條件為：ILr(t0)=0，UCr(t0)=-2Uo。諧振電感電流和諧振電容電壓為：

在t0～t1時間段內流出a相和c相電荷量為：

在t1時刻，驅動VS10，UM加載到諧振電路上，此時c相的電流被自然換流．a相和b相形成電流回路，iLr繼續按照串聯諧振電流特性變化，直至電流為零，此時UCr達到峰值。等效電路與圖3a類似，僅將UN換為UM即可。模式2的初始條件為：

t2時刻，驅動VS1，VS9，iLr反向流動，Cr開始放電，t3時刻電流為零。等效電路與模式2相同，但iLr反向。模式3初始條件：ILr(t2)=0，UCr(t2)=UM-Uo+IMZ。
則可知iLr(t)和uCr(t)的表達式為：


4 控制策略
一個諧振周期內，模式1和模式2的電流方向規定為正，正向電流的電荷量規定為從三相流出的電荷量，反向電流的電荷量為流回三相的電荷量，則從三相流出的凈電荷量為：

Q可視為從a相流出，而從c相和b相流出的電荷量分別為Q1和Q2-Q3。采用電荷控制理論，使得從a相和c相流出的電荷量正比于各自的相電壓，比例系數為k，其表達式為：

θ隨三相交流相電壓(0～π／6)及Uo變化的曲線如圖4a所示。由圖可知，隨著Uo的升高和三相交流相電壓的變化，θ單調增大，最大值為半個充電周期。θ的變化，從另一個角度說明隨著Uo的升高，輸出能量增大。

諧振電流周期fs隨三相交流相電壓及Uo變化的曲線如圖4b所示?？梢?，fs隨著Uo的升高，先變大后變小。隨著三相交流相電壓的變化，諧振電流周期也是先變大后變小。周期的最大值大約為6．47 rad。相比DC-link技術串聯諧振變換器的電流周期增大0．19 rad。而最大的周期出現在0．15 rad。
諧振電容器上剩余電壓隨三相交流相電壓和Uo變化曲線如圖4c所示。
諧振電容器上剩余電壓隨著uo升高而增大，隨三相交流電壓的變化先增大后減小，首末兩點電壓相同，最大電壓出現在相位為3／π點處。

5 實驗結果
在上述原理分析的基礎上，設計了一臺電容充電電源的實驗樣機，主要參數：交流輸入380 V，電源輸出電壓為50 kV，充電速率為60 kJ／s，諧振電容1．98μF，諧振電感2．25μH，開關頻率30 kHz。

圖5a示出三相交流輸入線電流iac與交流相電壓uac波形，uac，iac保持比例關系且同相位。使用電能分析儀測量功率因數，測量值為0．99。充電初期和末期的開關電流如圖5b所示。由圖可見，隨著uo升高，切換時間從1μs增加到2μs，電流前半周期從6μs增加到7μs，后半周期由于分布電容的影響變小。

6 結論
推導出在電流斷續條件下，電源各個工作模式下的電流特性，研究了三相電網電壓和輸出電壓對開關切換時間和諧振電流周期的影響。設計了一臺基于高頻交流鏈接技術的電容充電電源的樣機，開展實驗研究。實驗結果表明：應用電荷控制方式，電網輸入端可達到很高的功率因數，且開關切換時間(角度)和諧振電流的周期隨三相電網電壓和輸出電壓發生變化。