TD-SCDMA手機射頻前端設計

EQ3

即便頻點f2處所要的信號不是點頻信號，交叉調制產物依然存在，且電平大小同樣由方程3給出，只是這時交叉調制產物的頻譜形狀不再是三角形，而是三角形與信號功率譜密度函數的卷積。上面得出的公式是基于正態噪聲這一假設的，一般干擾信號與正態噪聲相比更接近恒包絡信號，交叉調制產物會小一些，當干擾信號為恒包絡時，交叉調制產物為零。

圖3：阻塞信號二次項成份
對系統的影響模型

3GPP規定TD-SCDMA終端當存在一個調制類型的干擾信號在±4.8MHz處，電平為-49dBm，系統靈敏度可下降3dB。如果我們認為靈敏度下降是因為交叉調制產物所導致的，只要交叉調制產物功率不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，則該指標就沒有問題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標9dB，由此可以推出該指標所要求的等效三階截止點，該三階截止點與輸入阻塞信號的頻率偏移量有關，因為接收通道包括信道選擇濾波器。

EQ4

阻塞信號二次項成份對系統的影響模型如圖3。阻塞信號的二次失真產物由三部分構成，當阻塞信號為平穩正態過程時，這三部分產物功率相等，功率大小圖3已標出。注意圖3中的公式是基于正態噪聲這一假設的，一般干擾信號與正態噪聲相比更接近恒包絡信號，低頻交流產物會小一些，當干擾信號為恒包絡時， 低頻交流產物為零。該干擾模型僅是針對零中頻接收機而言，零中頻接收機可簡單等效成一個混頻器，混頻器輸出包含本振頻率與輸入信號頻率的各種組合分量，而該干擾模型即是輸入信號的二次與本振頻率零次的組合分量，該組合分量中的低頻交流成份與直流成份恰好落在我們要的頻帶內，會影響系統性能。直流成份的影響也就是通常所說的DC-offset，MAX2392有專門的DC-Offset去除電路，而低頻交流成份則無法去除。

3GPP規定TD-SCDMA終端當存在一個調制類型的干擾信號在±4.8MHz處，電平為-49dBm，系統靈敏度可下降3dB。如果認為靈敏度下降是因為阻塞信號二次項成份中的低頻交流產物所導致的，只要該產物不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，則該指標就沒有問題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標為9dB，由此可以推出該指標所要求的等效二階截止點，該二階截止點與輸入阻塞信號的頻率偏移量有關，因為接收通道包括信道選擇濾波器。

EQ5

MAX2392有四種工作模式，在沒有干擾而且信號較弱時，建議采用HGML模式；上面阻塞指標所討論的情況應該是信號很弱，而且有較強干擾，這時建議將MAX2392置為HGHL模式。通過討論我們得到兩個射頻通道指標：IP₂和IP₃，關于IP₃，下面所要討論的雙音互調指標會有更高要求。方程5給出了阻塞指標所要求的IP₂應大于3dBm，圖1的參考設計在該指標上有很大余量。

c)雙音互調指標。無論是零中頻接收機還是超外差接收機都會面臨雙音互調干擾問題。影響該指標的主要是混頻器及前面各級有源器件，混頻器后面電路因有信道濾波器的緣故，對此指標影響不大。3GPP規定TD-SCDMA終端當存在兩個干擾信號，一個為調制類型的干擾信號，在±6.4MHz處，電平為-46dBm，另一個為點頻類型干擾信號，在±3.2MHz處，電平為-46dBm，系統靈敏度可下降3dB。如果認為靈敏度下降是因為互調產物所導致的，只要該產物功率不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，則該指標就沒有問題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標為9dB，由此可以推出該指標所要求的等效三階截止點，該三階截止點與輸入干擾信號的頻率偏移量有關，因為接收通道包括信道選擇濾波器。

EQ6

針對互調抑制指標所討論的情況，MAX2392應設置為HGHL模式，在該模式下，圖1所示參考設計完全能夠滿足該指標要求，且有一定余量。

接收機信道選擇性要求

TD-SCDMA標準規定的與接收機線性幅頻特性有關的指標包括：ACS、阻塞、雜散響應、交調抑制。阻塞與雜散響應點遠離TD-SCDMA頻段時，可通過選擇射頻前端的頻段濾波器加以解決，對于頻段內的阻塞干擾和雜散響應點，及雙音互調干擾，是要通過信道濾波器加以濾除。對于超外差結構的接收機來講，信道濾波器就是混頻器后通常采用的聲表面波濾波器。MAX2392是零中頻接收芯片，它的信道濾波器是I/Q支路上的有源低通濾波器，這已集成在芯片內部而且指標很高。ACS是3GPP對接收機所規定的唯一的一個純射頻技術指標，它直接規定了接收機信道濾波器對鄰近信道(±1.6MHz)的抑制程度為33dB。帶內阻塞指標規定當±3.2MHz處存在-61dBm的調制干擾時，或±4.8MHz處存在-49dBm的調制干擾時，系統靈敏度允許下降3dB。如果認為靈敏度下降是因為阻塞干擾直接透過濾波器加到基帶單元輸入端口所導致的，而不考慮非線性和倒易混頻的影響，只要透過去的干擾功率不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，則該指標就沒有問題。假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標(9dB)，可以推出該指標所要求的信道濾波器帶外抑制特性：

EQ7 EQ8

雙音互調指標規定的兩個干擾信號，一個是點頻干擾，另一個是己調類型干擾，點頻干擾其特征明顯，基帶很容易處理掉，這里只考慮已調干擾的影響，按與上面帶內阻塞同樣的分析方法可推出：

EQ9

至此，對信道濾波器帶外抑制特性我們有了4個參數，即該濾波器對±1.6MHz通道相對抑制應不小于33dB，對±3.2MHz通道相對抑制應不小于43dB，對±4.8MHz通道相對抑制應不小于55dB，對±6.4MHz通道相對抑制應不小于58dB。MAX2392信道選擇濾波器指標遠遠高于上述四點要求，關于濾波器的頻響特性曲線請參考MAX2329數據手冊。

相位噪聲

TD-SCDMA標準沒有明確提出收發信機相位噪聲指標，但標準規定的很多其它指標與相位噪聲有關：發射信號調制精度EVM指標與發通道鎖相環的相位噪聲有關，方程1給出了它們之間的關系，其實EVM主要還是由非線性指標所決定的，除非鎖相環指標太差；接收機靈敏度與接收通道本振相位噪聲指標有關，但靈敏度指標對相位噪聲要求不高，即便是16QAM信號也是一樣，影響靈敏度的主要還是加性白噪聲；頻率穩準度指標與收發鎖相環指標均有關。頻率穩準度指標好像在講頻率精確度問題，但仔細琢磨一下標準規定的測試方法，就會明白頻率穩準度指標與噪聲系數、接收發射通道本振相位噪聲、基帶單元頻率估值算法有關。該指標主要取決于基帶算法和發射通道鎖相環相位噪聲，圖1所示參考設計中發射芯片MAX2507的鎖相環是∑-△型鎖相環，相位噪聲指標非常高；阻塞指標、雙音互調指標與接收通道本振相位噪聲指標有關。阻塞指標、雙音互調指標對系統的影響有一個途徑就是倒易混頻。在阻塞抑制指標和雙音互調指標中都提到允許接收機靈敏度下降3dB，如果認為靈敏度下降的原因全部是由倒易混頻產物導致的，則只要該產物功率不大于靈敏度電平時的帶內總噪聲功率，該指標就沒有問題。仍假定接收通道噪聲系數為標準所要求的最低指標(9dB)，可以導出一個限制本振遠端噪聲底的指標:

EQ10

在阻塞及雙音互調指標中提到的最大干擾功率為-46dBm點頻信號，偏離有用信號中心為3.2MHz，將該值代入上式，得到關于接收機本振相噪的一個指標：本振相位噪聲在偏離中心3.2MHz外，必須優于-119dBc/Hz。MAX2392在該點處的相位噪聲遠優于此最低要求。

零中頻接收機與DC-Offset

但凡零中頻接收機都有DC-offset問題，DC-offset的產生有這樣幾個原因：本振自混、混頻器偶次項非線性失真產物、平衡混頻器正反向導通時間不相等、平衡混頻器負載不平衡等。不管是怎樣產生的，重點是去除該直流偏移量。對于一個電路來說，它要除去直流分量而保留交流分量，那么它必然是一個高通型濾波器，應該如何設計這一高通濾波器，又如何方便地調整濾波器參數？一般有三種情況：一是采用固定高通濾波器，以不變應萬變，其優點是簡單，缺點是響應時間長；二是采用一個高拐點的高通濾波器，該濾波器只是在特定時間起作用，響應速度快，響應完后電路記住其響應終值，然后利用該終值去對消通道上的直流偏移量，其缺點是環境改變后，記錄的以前的響應終值無法對消直流偏移量；三是靈活改變高通濾波器的拐點，很明顯它綜合了上述兩種方法的優點。