一種新型BST薄膜移相器的電路設計

1 bst材料的特性

鐵電材料鈦酸鍶鋇(bst)具有低損耗角正切，高介電常數變化率，極化速度快，耐擊穿電場大等優點[1]。其相對介電常數具有隨電場變化的非線性特性，即鐵電體的非線性效應。

利用非線性效應，可以通過改變外加電場的電壓以獲得不同的介電常數值，從而實現微波相移。鐵電材料的可調性對相移量產生影響，其可調性定義為：

△εr/εr0 (1)

當電壓vo變到vapp，△εr0=εr0-△εapp。

在設計移相器時，希望能得到盡可能高的電可調性和盡可能低的損耗。但采用bst材料時．高電可調性和低損耗互為矛盾，表現在兩個方面。一是隨著材料中ba含量的提高，其電可調性增加。而損耗也隨之增加；二是bst薄膜厚度增加．其電可調性增加，同時損耗也增加。因此，在設計之初，應該權衡好電可調性與損耗。以便獲得較大的相移和可以容忍的損耗。

2 電路設計模型

利用bst材料的非線性效應，可以設計加直流偏壓的可調電容，從而設計出分布式電容共面波導結構式移相器。所謂分布式是指可變電容一個單元一個單元周期排列的安置方式。電路原理圖如圖1所示。傳輸線上周期安置著一系列壓控可變電容。電容的變化會改變傳輸線的特性阻抗，使微波信號移相。由于采用了共面波導和分布式安置，所以整個電路呈對稱結構，移相器具有互易性，可以兼顧收、發信號，同時使設計和制造更簡單。其中可變電容cvar即bst可變電容。

相移量大小由bst單元電容的比率(cmin var／cmax var)和傳輸線自身電容所決定。對于共面波導（cpw）傳輸線來講，c1、l1為每個單元線的等效電容與等效電感，可分別由式（2）和式（3）表示：

其中，z0是傳輸線的特性阻抗，c是真空速度，εeff是cpw有效介電常數。

cpw是z0和εeff可以通過式（4）運算得到[2]：

k（k）表示第一類完全橢圓函數，k（k）表示第一類橢圓余函數。

k（k）/k（k）的近似公式（精確到8×10-6）為：

這樣，移相器的結構設計與參數修調都可以自成系統，只需變換可變電容的形式，就可以衍生出多種特性的新型移相器，電路的結構設計由以下幾個方面共同給出[3]：

其中，lsect為可變電容間距，fbragg是微波電路的截止頻率。這種設計的優勢在于可以方便地實現阻抗匹配，即在最大移相時，可變電容cvar最大，傳輸線阻抗應為50ω。在此條件下，很容易確定整個傳輸線的電路結構。

3 新型移相器設計

設計移相器時，希望能夠得到盡可能大的相移和盡可能小的損耗。要得到大的相移就需要高可調性，由前文可知，由于bst材料本身的原因，高可調性和低損耗互為矛盾，二者不可能兼得，那么勢必需要在二者之間進行權衡。有時不得不犧牲一定的相移．來得到較好的損耗。但是，科技的進步就在于人們不斷挑戰極限。總是希望能夠做到更好，來獲得低損耗而盡可能地少犧牲相移量。這也是本文的著重點。對于分布電容共面波導結構移相器來說，其損耗主要有以下原因：一是電路端口的匹配問題，二是傳輸線的傳輸損耗，三是加載的bst電容單元格之間產生的不匹配問題。對于前兩個原因．可以通過公式計算和電路仿真，盡量做到最佳匹配和最小損耗。而對于原因三，本文也提出了一種新穎的設計方案。

在研究早先的移相器之后，發現分布電容共面波導結構移相器一般都是周期分布的，即加載的每個電容均為統一大小。如果不采用這種統一大小的電容加載，而改為不同電容值呈周期變化加載．是否可以得到較好的結果?通過一系列的設計、調試、仿真，筆者找到了一種較好的電容排列分布．得到了一種高相移量、低損耗的移相器。

首先，確定好cpw的尺寸。設定頻率為9 ghz，采用εr=25的介質基板，w=0．315 mm,g=0．6695mm，z0=100ω，根據公式(4)、(2)、(3)可得：c1=60x10-12／m。l1=60x10-8/m。

為了使相移和損耗的區別更加明顯，進行了72個單元組的仿真。比較結果如圖3、圖4、圖5所示。均勻加載電容移相器指單一加載可變電容最大值為65ff、最小值為42．5 ff的移相器，非均勻加載電容移相器即為上述采用循環排列組合的可變電容加載的移相器。

4 結束語

bst材料的高電可調性和低損耗相互矛盾，設計時只能盡力做到大相移和低損耗。通過本文給出的排列組合方式加載，可以尋求到相移和損耗之間的平衡點。即相移量比四種可變電容值中較小的電容單一排列時大。而損耗要比較大的電容單一排列時小。目前，只尋求到這樣一個比較有效的排列方式，相信通過進一步的研究，還可以提出更多更優的組合方式。