一種全新的深亞微米IC設(shè)計方法

本文分析了傳統(tǒng)IC設(shè)計流程存在的一些缺陷，并且提出了一種基于Logical Effort理論的全新IC設(shè)計方法。

眾所周知，傳統(tǒng)的IC設(shè)計流程通常以文本形式的說明開始，說明定義了芯片的功能和目標性能。大部分芯片被劃分成便于操作的模塊以使它們可以分配給多個設(shè)計者，并且被EDA工具以塊的形式進行分析。邏輯設(shè)計者用Verilog或VHDL語言寫每一塊的RTL描述，并且仿真它們，直到這個RTL描述是正確的。

得到RTL描述之后，接下來就是利用邏輯綜合工具來選擇電路的拓撲結(jié)構(gòu)和門的大小。綜合工具比手工花更少的時間得到優(yōu)化路徑和電路圖。綜合的電路通常邏輯功能是正確的，但時序是基于近似負載模型評估得到的。

電路設(shè)計完成之后，開始版圖的實現(xiàn)。版圖通常可以定制也可以用自動布局布線工具產(chǎn)生。接下來，DRC、ERC、LVS等被用來驗證版圖，后版圖時序驗證工具用從版圖提取出來的電阻、電容數(shù)據(jù)來驗證設(shè)計是否滿足時序目標。如果電路設(shè)計階段的時序評估不精確，版圖后的時序肯定不能滿足，電路必須被修改，再執(zhí)行綜合到版圖的過程。

在電路設(shè)計過程中，最大的挑戰(zhàn)是滿足時序說明，即時序收斂。如果時序沒有問題，電路設(shè)計將變得更加容易。目前的EDA界都意識到這一點：要想在版圖階段達到時序收斂，通常應該在綜合階段就考慮更多的物理設(shè)計信息。因此，現(xiàn)在很多工具在綜合階段進行預布局布線，以便在綜合階段盡可能多地了解后端信息。

其實這樣做并不是從本質(zhì)上解決問題，因為在綜合階段的時序評估還是基于負載模型的理論，只是現(xiàn)在的模型比以前的要精確一些，但是與實際的版圖提取的負載還是有誤差，因此得到的時序收斂并不一定可信。不過這些方法可以減少迭代次數(shù)，但不能真正消除迭代。

為了預知時序，其實應該建立一個非常可信的延遲預算模型，也就是這個模型的延遲預算應該非常可信。可信是指如果它預知電路1比電路2要快，那么實際中確實是這樣。但是基于負載模型的方法不是非常可信，它需要精確的寄生參數(shù)信息，但在版圖沒有得到的情況下，你是不可能有精確的寄生參數(shù)信息的。因此需要建立另外一個延遲模型，使得它不需要寄生參數(shù)信息也能得到可信的延遲估算。

Logical Effort方法采用的延遲預算模型就是這樣的一個模型，Logical Effort方法是評估CMOS電路延遲的一個簡單方法。該方法通過比較不同邏輯結(jié)構(gòu)的延遲來選擇最快的候選者，該方法也能指定一條路徑上適當?shù)倪壿嫚顟B(tài)數(shù)和邏輯門的最好晶體管大小。它是設(shè)計早期評估可選方案的理想方法，并且為更加復雜的優(yōu)化提供了一個好的開始。

Logical Effort延遲模型

建模延遲的第一步是隔離特定的集成電路加工工藝對延遲的影響。通常，把絕對延遲表示為兩項之積：一項是無單位的延遲d，另一項是特征化給定工藝的延遲單位τ。即d_abs=d_τ。τ可以計算出來，例如在0.6μm工藝下τ大約為50ps。

延遲d通常由兩部分組成，一部分叫本征延遲或寄生延遲，表示為p，另一部分正比于門輸出端負載的延遲，叫做effort延遲，表示為。即：d=f+p。

effort延遲依賴負載和邏輯門驅(qū)動負載的特性。我們引入兩個相關(guān)的項：Logical Effort(LE)捕捉邏輯門的特性，electrical effort(g)特征化負載的影響。即f=LE*g，所以d=LE*g+p。

Logical Effort捕捉邏輯門的拓撲結(jié)構(gòu)對它產(chǎn)生輸出電流的影響，它獨立于晶體管的大小。electrical effort即門的增益，描述門的電子環(huán)境(即與門連接的東西)怎樣影響它的性能，也可以說門中晶體管的大小怎樣決定門的負載驅(qū)動能力。增益的簡單定義是：g=C_out/C_in。其中C_out為邏輯門輸出端負載的電容，C_in為邏輯門輸入端的電容。

至此，我們可以如圖1所示那樣來計算延遲d。

從這里我們看到，延遲依賴門的增益，而不是它的精確寄生參數(shù)。同時，Logical Effort理論中還有兩個非常完美的結(jié)論。

少的邏輯狀態(tài)不一定能產(chǎn)生最快的電路延遲。那么多少個邏輯狀態(tài)將產(chǎn)生最快的電路延遲呢？對于反向器組成的電路，Sutherland指出：最快的反向器結(jié)構(gòu)發(fā)生在C_out=3.6C_in。當C_out=3.6C_in時，我們稱反向器的負載為完美負載。我們可以定義門的增益為Gain=C_out/(3.6*C_in)，并把它作為電路單元(cell)的延遲預算。

最快的電路拓撲結(jié)構(gòu)有一致可變的Gain，因此在物理綜合階段，可以通過仔細調(diào)整Gain的值，保持時序不變。