多輸出轉換器的阻抗反射
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在圖2a中，將阻抗反射到另一個繞組。采用方程10和7，可以得出Ceq＝(1 / j x C x ) x [N2/N3]2或Ceq＝C x [N3 / N2]2(方程12)。注意，該方程與方程9互逆。
如果根據上述結論討論阻抗，給定阻抗反射到初級端的結果可利用下列方程進行計算：
Zeq＝Zload x (N1/N2)2(方程12b)假設N1＝1，那么對于電阻，Zeq＝Rload x (1/N2)2(方程12c)。對于電容，Zeq＝1 / (2 x x f x Cload x N22)(方程12d)。對于電感，Zeq＝2 x x f x Lload / N22(方程12e)。
電容始終與等效的串聯電阻(ESR)相連，如圖3所示。電容C和電阻R串聯起來可得到復導納Y，計算方程為：
Y=或(方程13)。若網絡時間常數=R x C，則其阻抗(方程14)。如果采用方程7，則初級端的等效阻抗為：
(方程15)。
當兩個受到各自ESR影響的電容并聯時，就會產生復阻抗并聯現象。然而，通過這種元件組合得到的總阻抗沒有簡單的表達式。阻抗并聯時的導納表達式為：
1. 假設 R1 x C1＝R2 x C2
設Y1是R1.C1的導納，而Y2是R2.C2的導納。因此，Ytot＝Y1＋Y2
Ytot==
=(方程16)。采用方程13中的符號，方程16可以改寫為：Ytot＝。如果1＝2＝，那么最后的導納可簡化為：Ytot＝ (方程17)，它與方程13相似，方程13中電容C是兩個電容的和(和并聯一樣)，且ESR的值若與(C1+C2)結合，則可得出1或2的值。電阻Req＝1 / (C1 + C2)，可以從中推出Req＝R1 // R2(因為若F→埃則兩個電容都將短 )。
因此，并聯兩個時間常數相同的串聯RC網絡R1-C1和 R2-C2時，產生的等效串聯RC網絡由C＝C1＋C2和R＝R1 // R2組成。
2．假設R1 x C1≠R2 x C2
根據方程16，簡化表達式中的p并且忽略其中的1后得出：
Ytot=(方程18)，與方程13明顯不同。
總之，時間常數不同的兩個并聯RC網絡不能簡化成一個RC網絡。本文引用地址：http://www.104case.com/article/188631.htm
將反射應用于初級穩壓電源
在初級穩壓電源應用中，輔助繞組不僅提供控制器的電源Vcc，還提供輸出電壓的鏡象。若兩個繞組之間的耦合質量良好，則電平相互之間的追蹤便能取得良好的效果。圖4為采用NCP1217設計的反擊電源。用齊納二極管和低成本的雙極型元件Q1確保反饋。由于反饋電平必須降低以減少功耗，因此該晶體管是必需的。穩壓點實際上是D4的陽極、電路Vcc引腳載入的FB點。首先應將所有次級元件反射到初級端，將轉換器簡化為單個輸出的版本。請注意：負載和控制器功耗一起反射，如同電阻在FB點上工作，而且在反射過程中，認為D1和D3的動態電阻接近零。
反射步驟為：
1. 將4負載反射到輔助繞組：4×(0.15 / 0.166)2=3.26
2. 將輸出電容反射到輔助繞組：1×(0.166 / 0.15)2=1.22mF
3. 用簡單的電阻增加芯片功耗：12V/1mA=12k
4. 由于電容和ESR的時間常數接近，因此可以將兩者合并。
在最后的反射上可以定位典型極點和零點，這兩點位于在非連續導電模式(DCM)中工作的反擊轉換器中。
注意：Rload可以用更簡單的方法推出。匝數比已知時，12V輸出的反饋電壓為12×(0.15/0.166)= 10.84V。若在輸出上提供3A電流，則功率為36W。從輔助/FB電平來看，其等效負載為P=U2/R或 Req=10.842 / 36=3.26。
SPICE適用于很多情況
一般的SPICE模型使SMPS的穩定性測試變得很簡單。測試時無需反射電容、負載、電阻等，也無需調整并聯組合：這一切都由SPICE自動完成。在本文的實例中，需要收集反擊段模型(電流或電壓模式)，然后用原理圖完成變壓器配置。圖4的仿真電路如圖5所示。
通過在輸出上安裝開關并且逐步將它載入的方法，可以檢查電源的穩定性。此外還可以比較周期間仿真的結果以驗證該平均配置。
電路上的功率MOSFET被行為級開關代替，以加速仿真時間。通過觀測開關啟動時的輸出電壓，可以比較平均模型和周期間應用的瞬態響應。
結語
本文分析了對開關模式轉換器(包括寄生元件，如輸出二極管的動態電阻)進行綜合穩定性分析的重要性。若不進行分析，在預測極點和零點位置時將產生較大誤差。隨著轉換器日益復雜(如增加次級電感濾波器)，傳統的手工分析變得極為復雜。而SPICE提供了分析所需的靈活性，同時考慮到反射和動態電阻，使工程師可像處理真實電路一樣設置仿真模板，并且順利地進行AC分析。
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