采用射頻功率MOSFET設計功率放大器

　　推挽工作過程需要一個平衡電路，每個開關管的漏極均與一個雙股扼流電感相連，采用這樣的結構有利于磁通的平衡。

　　綜合考慮最大輸出功率和最壞工作條件，Vdd應取為125V。這樣，每個開關管將提供125W的輸出功率，與1400pF的輸出電容Cos并聯的漏極阻抗為90歐姆。可以采用增加分流器或串聯電感的方法對輸出電容進行補償。由于已經在開關管的漏極上采用了雙股扼流電感，因此輸出電容補償措施可以考慮采用串聯補償電感。

　　為了使漏極阻抗呈純阻性，應當在開關管的漏極上串聯電感。Rp可以通過公式（2）計算得到，而Cos是Vdd的反函數。計算出Rp和Xcos之后，選取適當地串聯電感，可以實現共扼匹配，如圖2所示。其中，Cop與并聯輸出阻抗Cos有關。

　　通過公式（2）可以計算出Rp等于90歐姆，輸出電容為125pF。在50MHz頻率下，電抗Xcos為－j25.4歐姆。由此可以算出Rs為6.6歐姆，而所需的最優取值為6.25歐姆。這就需要將漏極電壓稍稍調低或者將輸出功率

　　稍稍調高即可獲得所需的最優取值。但是，在實際工作過程中，如果不能通過調整漏極電壓或輸出功率的方法獲得所需的串聯等效阻抗值，可以考慮在開關管上并聯一個電容以增大Cos的取值，這樣Ls的取值也將相應的變化。增大Ls使Xcos過補償可以增大有效Rs值。如果在負載端增加一個分流電容，可以增大有效Rs值。圖3中的電容C8就是這個分流電容。這樣，電感、分流電容和輸出電容就構成了一個π形網絡。

　　盡管功率放大器的DC非常高，但是由于工作頻率高達50MHz，MOSFET的輸入電容將使其輸入阻抗呈現射頻短路狀態。雖然可以通過增加匹配網絡來實現阻抗匹配，但是匹配網絡的Q值將很高，其成本也將大大提高。最適宜的方法是采用一個簡單的電感網絡來控制變換過程。

　　輸入阻抗在功率放大器工作過程中并不是固定不變的，由于密勒電容效應的作用，輸入阻抗的變化范圍將相當大。

　　圖3是50MHz/250W功率放大器的電路原理圖。門極匹配通過變壓器和調諧網絡實現。變壓器可以提供推挽結構所需的平衡輸入。推挽結構可以使單個MOSFET的有效輸入阻抗增大約四分之一。注意，變壓器次級不能懸空，應通過接地電阻接地。輸出電路采用前面提到的串聯補償方法，大電感用于獲得滿意的輸出電阻匹配效果，電容C8是輸出電感網絡的分流電容。T2是雙股環形分流扼流電感，該電感位于L2/L3補償扼流電感的低阻抗端，射頻電壓對它的影響很小，因此不會飽和。輸出耦合電容需要承擔射頻電流，因此需要采用表面積較大的型號。