打破調諧范圍記錄的串聯LC儲能VCO

本例提出了一個新穎的振蕩器結構。它使用一個串聯LC（電感-電容）儲能電路，使調諧范圍大于采用并聯LC方式的電路。這種振蕩器結構能夠獲得寬的頻率區間，明顯超過最好的寬帶調諧變容二極管性能。工程師們都認為現有水平的VCO（壓控振蕩器）能夠覆蓋一個倍頻程。這種結構可實現4:1的輸出頻率。只用LC儲能電路就能設定這個頻率，因此其它元件的寄生電容不會限制輸出頻率。與標準振蕩器不同的是，此電路在頻率極限處也能良好地工作。

　　乍看去，振蕩器的中心結構像是構成鎖存SCR（硅控整流管）結構的兩只晶體管（圖1）。該結構類似于一支晶閘管，但增加的衰減電阻使電路保持在線性工作模式。電阻使這只SCR的增益小于1,并直流穩定。在諧振頻率處，串聯調諧的儲能電路將增益升高到1以上，使電路振蕩。振蕩不需要輔助元件，電感與電容之間的結點沒有其它連接，這意味著只靠用作電容的變容管就決定了調諧范圍。頻率的變化是按調諧元件的平方根。頻率要改變兩倍，調諧電容就要改變四倍。

圖1,振蕩器的核心是兩只晶體管與一個串聯LC儲能電路。增益控制電阻增加了衰減，因此晶體管工作在線性區間而不是鎖存區。

　　與并聯LC儲能電路不同，諧振電流通過的是有源元件，因此受到限制。這個限制轉而也意味著調諧元件上出現的交流電壓很小，一般不到100mV.小信號減少了電路的非線性效應，以及信號在變容管上自偏效應的影響。變容管上可以使用小至0.3V的控制電壓。如果使用一只1μH電感，則電路用4.7pF~4.7μF范圍（比率為106:1）的電容值都能起振。

　　具體設計時，LC儲能電路移至PNP晶體管Q2的射極（圖2）。較低速的PNP管產生了較大的相位差，更有利于振蕩。L2和C2連接到電源軌的一個公共點，更強調了這部分電路布局的重要性。振蕩器通過C2和C4檢測調諧的電路，回路中所有東西都會給L2增加不可控的寄生值。這些寄生值會影響AGC（自動增益控制）動作，降低了振蕩器的性能和精度。

圖2,具體設計時，將LC儲能電路移至PNP晶體管。變容二極管D7和D3提供電容，L2是電感。

　　Q1與相應的元件實現AGC.并聯LC振蕩器允許有信號的削波，但對這種串聯LC電路，如果信號過大致削波，就會退化成為一個多諧振蕩器。AGC伺服動作具有提供一致性輸出幅度的額外優點。D5用于建立一個0.6V直流偏壓。R11和R12構成一個電壓梯度，產生一個接近于肖特基二極管D6正向壓降的直流偏壓。這個偏壓使D6工作為一個更完美的小信號輸出整流器。C8對整流后的信號做積分，成為一個與電路輸出幅度成正比的直流電壓。這個直流信號通過一個由R15與C8構成的濾波器，加在AGC放大器IC1上。運放對送給電路的A-CTRL輸入幅度信號做濾波直流信號的伺服控制。這個信號能夠將輸出幅度設為0V~1V.

　　在本例中，輸出幅度為0.9V.頻率范圍從35MHz~140MHz,比率為1:4,這是普通高性能VCO的兩倍，需要電容比增加4位。總電容比為1:16,正好與變容二極管自身相等。由于有AGC,在輸出區間的最小（圖3）和最大（圖4）頻率上都有很好的正弦波質量。

圖3,在35MHz和0.9V輸出時，振蕩器產生高質量的正弦波。

圖4,在142MHz和0.9V時，輸出仍然干凈且穩定，這要歸功于AGC電路。