基于AD8205型高端電流傳感器的PWM電流控制器

1 引言
在許多工業應用領域，如電池管理系統、電磁系統、液壓系統、電機控制系統和汽車電氣控制等系統中，都需要高性能電流檢測和控制。在這些應用系統中，大都需要在高共模電壓情況下檢測小差分電壓以實現對電流的監控。

2 電流檢測的實現
在以往的電流監控系統設計中，電流的檢測可采用電流互感器、霍爾電流傳感器等隔離型電流傳感器來實現，這種方法簡單可靠，但成本高，且傳感器后一般還需要進行信號調理，電路設計較為復雜。另一種方法是用采樣電阻器與負載串聯，將負載電流經過采樣電阻器轉換成電壓后進行放大等處理。由于高共模電壓的存在，負載電流在采樣電阻器上產生的小差分電壓的高精度測量比較困難，且檢測電路的設計很復雜。因此，如何在高共模電壓情況下進行小差分電壓檢測是實現高精度電流源控制的前提。本設計采用AD8205型高端電流傳感器實現對電流的采樣和調理。
2.1 AD8205簡介
AD8205是ADI公司推出的單電源高性能差分放大器，其共模電壓輸入范圍為-2 V～65 V，可以承受-5 V~+70 V的輸入共模電壓，適用于在高共模電壓情況下檢測小差分電壓的工業設備，例如采樣電阻器的端電壓。在許多工業電流檢測例如液壓系統和電機控制系統中可使用這種擴展共模電壓范圍的器件。AD8205的工作溫度范圍為-40℃~+125℃，在整個額定溫度范圍內具有優良的直流性能，其失調電壓溫漂小于20μV/℃，增益溫漂小于310-5℃(環境溫度可達125℃)，測量環路誤差小，精度高。其固定增益為50，在直流到100 kHz的頻帶范圍內具有高達80 dB的共模抑制比。AD8205采用8引腳SOIC封裝。
2.2 電流檢測方式
2.2.1 高端電流傳感器和低端開關方式
如圖1所示，在這種低端開關方式下，PWM控制開關的源極接參考地，感性負載(如線圈)一端連接電源。采樣電阻器放置在負載和PWM控制開關之間。當PWM開關閉合時，采樣電阻器上的共模電壓下降到接近負向峰值；當PWM開關打開時，電壓反轉后通過感性負載，采樣電阻器上產生的共模電壓為開關電源電壓加續流二極管的正向壓降。采用這種方式的優點是：由于采樣電阻置于電源高側，因而PWM開關關閉時采樣電阻仍然在電流回路中，使得負載上的全部電流(包括續流電流)仍然可以監測，另外，這種方式更容易識別對地短路故障，可以實現電路的短路保護。

2.2.2 高側電流傳感器和高側開關方式
如圖2所示，這種高端開關方式中的PWM開關和采樣電阻器都位于電壓高端，當PWM開關打開時，負載電源將移除，這樣將防止發生電源對地短路故障，同時仍然可以提供和監測續流電流，以實現電流控制診斷。在工作過程中，大部分時間內電源都和負載隔離，可將負載對地之間的差分電壓引起的不良影響減到最小。當PWM開關閉合時，電源電壓連接到負載，這時共模電壓將上升至電源電壓，因此PWM開關關閉時，電壓將反轉并經過感性負載，由于續流二極管的作用，使得采樣電阻器上的共模電壓保持為低于地的二極管導通壓降。這種結構可以將產生不期望出現的感應電動勢和過電壓的可能性降到最低。

3 電流控制的實現
輸出電流的控制可以采用線性功率放大器或開關(PWM)功率放大器來實現，應用線性功率放大器實現的電流控制可以采用高壓功率放大器IC，但是成本高，而且功率放大器的功耗大，效率低。采用PWM功率放大器實現電流控制有兩種選擇，一種方法是采用PWM功率放大器集成模塊(如美國ApexMicrotechnology公司的SA系列大功率PWM脈寬調制放大器)，其電路設計簡單、可靠、精度高、易調試，但成本高。另一種方法是應用PWM器件和MOS開關器件自行設計PWM功率放大器，其設計成本低，電路較為簡單，調試方便，但精度略低且電磁干擾較嚴重，不過經過精心設計和調試，對電路板進行合理的布局和布線，可以大大提高精度并降低電磁干擾。本設計采用UC3842型高性能電流模式PWM控制電路來實現輸出電流的控制。
3.1 UC3842簡介
UC3842是高性能固定頻率電流模式PWM控制器，設計人員采用很少的外部元件就能實現高性價比的解決方案。UC3842內部包括能進行精確占空比控制的可微調振蕩器、溫度補償電路、高增益誤差放大器、電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅動功率MOSEET的理想器件。其保護特性包括帶滯后的輸入和參考電壓欠壓鎖定、逐周期電流限制、自動前饋補償、可編程輸出靜區時間和單個脈沖測量鎖存等。UC3842在電流模式下的工作頻率可達500 kHz，有16V通和10V斷的低壓鎖定門限，非常適用于離線轉換器。
3.2 PWM電流控制器的實現
3.2.1 電路結構
采用AD8205型高側電流傳感器和低側PWM開關方式檢測電流，用UC3842型電流模式PWM控制器控制輸出電流的電路結構原理如圖3所示。

3.2.2 工作原理
由圖3可知，負載連接在輸出端口OUT+和OUT-之間，負載電流由電源VCC經過電感器L1、采樣電阻器R15和開關管Q30l(IRF640)提供，二極管D3起續流和箝位作用，采樣電阻器R15上的電流完全等于負載上的電流，此電流由AD8205拾取并放大(G=50)。給定電流Ig放大后和由AD8205檢測調理后的電壓一起送給U3B(LF412)進行比較，U3B構成具有小PID環節的比較器。經過比較后的輸出電壓再由DWl限幅、C3濾波和R8、R9分壓，送到UC3842的電壓反饋誤差放大器輸入端(2腳)，控制UC3842的輸出PWM信號(6腳)，從而決定開關管Q30l的通斷時間，最終實現對輸出電流的控制。
UC3842的8腳、4腳和電阻器R13、電容器C7構成振蕩電路，振蕩器的頻率由R13和C7的值決定，電容器C7由5.0 V的參考電壓通過電阻器R13充電至約2.8 V，再由內部電流速放電至1.2 V。在C7放電期間，振蕩器產生內部消隱脈沖保持“或非”門的中間輸入為高電平，則輸出為低電平。盡管R13和C7的多種組合可以產生相同的振蕩器頻率，但只有一種組合可以得到給定頻率下的特定輸出靜區時間。
電阻器R8、R9、R10和電容C4構成誤差放大器補償電路，用于穩定任何電流模式拓撲，當調節器在工作且負載斷開，或在軟啟動過程開始、引腳1的電壓處于最低狀態時，保證在輸出端不出現驅動脈沖。
最小誤差放大器反饋電阻受限于放大器的拉電流(O.5 mA)和到達比較器1.0 V箝位電平所需的輸出電壓(VOH)，輸出開關導通由振蕩器開始，當峰值電感電流到達誤差放大器輸出建立的門限電平時終止。這樣，在逐周期基礎上誤差信號控制電感電流峰值。
電流取樣比較器的門限被內部箝位至1.0 V，外部調節以降低其門限。通常在電流波形的前沿可以觀察到窄脈沖，當輸出較小時，它可能會引起輸出不穩定。在電流取樣輸入端增加R11和C6構成的低通濾波器，使它的時間常數接近尖脈沖的持續時間，通常可消除不穩定性。
輸出串聯電阻器R14可衰減由MOSFET輸入電容和柵-源電路中的任何串聯引線所產生的高頻寄生振蕩。電阻器R5、二極管Dl、D2及電容器C4構成軟啟動電路。
圖中的U3為LF412型雙運算放大器，其中U3A構成同相比例放大器，對給定電流進行調理；U3B、C1、C2和R6構成具有PID特性的比較器，對給定電流和反饋電流進行比較并在上升沿和下降沿進行PID調節，以實現更好的動態特性。電容器C9、C10為電源退耦電路，以加強電路的抗干擾能力。

4 結束語
上述電路結構簡單可靠，成本低，經過調試和測試，完全達到精度要求，并已成功應用到流量、壓力電磁閥的控制中，效果非常理想。當然，在實際應用時，需要根據控制電流的大小適當選擇采樣電阻器R15的阻值(AD8205的電壓增益固定為50)和設置適當的給定電流放大倍數。在設計PCB板時，要注意UC3842的PWM控制輸出盡量靠近Q30l型開關管，采樣電阻器R15、電感器Ll、續流二極管D3也盡量靠近Q301放置，布線要根據流通電流的大小選擇合適的線寬和過孔的孔徑，以提高系統的抗EMI性能和抗干擾能力。在電路中，若負載為純阻性則必須用電感器L1來平波，若為感性負載和容性負載時則無需電感器L1。
另外，將LF412替換成單電源(如5 V)低漂移高精度雙運算放大器，電路結構可進一步簡化。還要注意UC3842的工作電源應在16 V~36 V之間，電源電壓不要超過65 V。電路的短路保護由UC3842的3引腳輸入電壓來實現，此引腳的電壓超過1 V，則開關管Q301關斷，所以需要適當調整AD8205輸出端到UC3842的3引腳之間的電壓以實現短路保護。