基于MAX668/MAX669的升壓型DC/DC變換器的設計

34確定峰值電感電流

峰值電感電流為

ILP=ILDC＋ILPP/2（3）

式中：ILDC為平均直流輸入電流；

ILPP為電感峰卜邐撇ǖ緦鰲ILDC=（4）

式中：VD為肖特基整流二極管D1的正向壓降；

VSW為外部FET壓降。

當導通時ILPP=（5）

式中：L為電感量。

選擇的電流飽和值應該等于或高于計算值。

另外電感應該有盡可能小的電阻值，該電阻的耗能為

PLR=(IOUT×VOUT/VIN)2×RL（6）

式中：RL為電感串聯等效電阻。

當確定峰值電感電流值后，根據器件的電氣特性得知在最壞情況下的最小電流限制閾值電壓為85mV，由最大負載電流下的電感峰值電流可得電流檢測器電阻為

RCS=85/ILP(mΩ)(7)

當峰值電感電流大于1A時，必須利用開爾文傳感器的連接型式將RCS連接在CS＋和PGND之間,PGND和GND連接在一起。

3.5功率MOSFET的選擇

需要選擇N溝道的MOSFET，在選擇時主要考慮

1）總的門極電荷Qg；

2）反向傳遞電容或電荷CRSS；

3）通態電阻RDS（ON）；

4）最大的VDS(max)；

5）最小的閾值電壓VTH(min)。

當頻率高時，Qg和CRSS對效率的影響更大一些，為主要考慮對象。Qg同時影響器件的導通電流

IG=Qg×fOSC（8）

36二極管的選擇

高頻率要求選擇快速二極管，推薦使用肖特基二極管，因為其具有快恢復時間和低的正向壓降。二極管的平均電流額定值需滿足下式計算值ID=IOUT＋（9）

二極管的反向擊穿電壓必須高于VOUT。當輸出電壓高時，可選用硅整流管。

37輸出濾波電容

最小的輸出濾波電容為COUT(min)=（F）（10）

式中：VIN(min)為最小期望的輸入電壓。

輸出紋波主要由電容等效串聯電阻ESR決定，一般取2～3倍的COUT(min)。此時輸出紋波電壓為

VRI(ESR)=ILP×ESR（11）

38輸入電容的選擇

輸入電容CIN可以減小電流噪聲和輸入電源的電流峰值。輸入電容值主要由輸入電源的等效阻抗值決定。阻抗越大，電容值越大，一般選擇輸入電容值CIN與輸出電容值COUT相等。

39旁路電容

在REF和GND之間連接1個022μF的旁路電容，在LDO和GND之間連接1個1μF的旁路電容，在VCC和GND之間連接1個01μF的旁路電容，而且所有的旁路電容離管腳越近越好。

310補償電容

由于輸出波電容的等效串聯電阻ESR將在控制環中增加1個左半平面零點，影響穩定性，因此在FB和GND之間需要連接一個補償電容CFB，CFB與反饋等效電阻作用形成一個極點，從而抵消ESR引起的零點。因此補償電容值為CFB=COUT×（F）（12）

式中：R2和R3為反饋電阻。

實際取值可以為計算值的50％～150％。

4結語

MAX668/MAX669可廣泛地應用于升壓型、SEPIC、反激型和隔離型等多種拓撲結構，在選擇運行模式和芯片時，有幾點需要注意：

1）當VIN低于27V時，必須選擇MAX669芯片且連接為自舉模式。當輸出電壓始終不高于55V時，LDO需要與VCC短接，使LDO調壓器失效，以消除LDO的壓降。

2）當VIN高于30V時，尤其是輸出電壓較高時，采用非自舉模式可以減少芯片靜態損耗，同樣當VIN始終不高于55V時，LDO需要與VCC短接，使LDO調壓器失效，以消除LDO的壓降。

3）當VIN在3.0～4.5V之間時，若連接為自舉模式，盡管增加了靜態功耗，但可以提高門極驅動能力，減小MOSFET的通態電阻，從而提高系統的效率。

4）當VIN始終高于45V時，采用非自舉模式較好，因為此時若采用自舉模式，不會增加門極驅動能力，但是額外地增加了芯片的靜態功耗。