單端有源箝位DC/DC變換器

(同時導通，同時截止),如圖4（a）波形所示。S2則用相反的信號來驅動。這樣，當S1及S3導通時，S2截止,反之亦然。因為假定S1、S2、S3均為理想開關管，即開通與關斷是瞬時完成的。實際上，開關時間在30ns～120ns之間，一般采用先關斷后開通的波形來驅動。

3電路工作狀態分析

圖5和圖6所示為圖3電路的兩種工作狀態。假定開始時該電路已處于穩態運行，如圖5所示，S2導通，變壓器初級繞組中的電流增加，給電容CP充電，而輸出電流Io完全由電容CS支持著。在圖6所示的狀態中，S1及S3導通。這就使貯存在電容CP和電感LP中的能量，從變壓器初級側傳遞到次級側負載。

S2的工作周期為T，占空比為D，導通間隔為工作周期的一部分，即DT。而S1及S3的導通時間間隔為T－DT=T（1－D）。在周期T內，初級繞組兩端電壓的平均值為零，即

(Ui－nUo)DT－nUo(1－D)T=0(1)

UiD=nUo(2)

D=nUo/Ui(3)

式中，n是變壓器的匝比。式（1）示于圖4（b）。同樣Cs中的平均電流也為零。當S2導通時，Cs供給負載電流Io。當S1及S3導通時，Cs充電，以補償S2導通時Cs輸出的能量。在理想情況下，可以認為Cs中的電流ICS基本上是矩形，如圖4（c）所示。當S2導通時，Cs輸入電流ICS和輸出端電流Io是幅值相等相位相反的,即

ICS=－Io(4)

在S1和S3導通期間，Cs的輸入電流ICS等于次級繞組中的電流Is和輸出電流Io之差，即

ICS=Is－Io(5)

因為電容CS上的平均電流為零，則有

－DIo＋(1－D)(IS－Io)=0(6)

次級繞組中的電流Is可表示為

Is=Io/（1－D）(7)

在S1及S3導通期間

ICS=Io/(1－D)－Io(8)

=Io·D/(1－D)(9)

將式（3）代入式（9）得

ICS=Io·nUo/（Ui－nUo）(10)

Cs中的輸入電流ICS示于圖4（c），輸出電流Io示于圖4（d），Is示于圖4（e）。

圖7CP與繞組并聯電路圖

依據線性疊加，變壓器初級繞組中的電流由三部分組成：第一部分是磁化電流ILpm，系S2導通時Ui在初級繞組兩端所加的電壓引起的，它與輸出電流無關；第二部分電流是在S1和S3導通期間，次級繞組的電流感應到初級繞組中的電流，用ILP1－3表示；第三部分電流是在S2導通期間，由輸入電流ILP2所產生的。

磁化電流由加在初級繞組上的電壓、繞組電感、開關周期T及占空比D決定。當S2導通時(11)

在S2導通期間，峰－峰磁化電流：(12)

在S1及S3導通期間的峰－峰電流可用同樣的方法求出(13)

在穩態條件下，式（12）與式（13）相等。

在S1和S3導通期間，負載電流在初級側產生的電流ILP1－3，可借用變壓器的匝比關系，把式（7）反射到初級側即得(14)

在S2導通期間，負載電流在初級側產生的電流ILP2可這樣來考慮：在S2導通期間，必定有輸入電流流通，以支持輸出電流，因為輸出能量等于輸入能量（理想變壓器），又因為瞬時功率等于電壓和電流之積，由式（3）可得（15）整理后得（16）

在S2導通期間，平均負載電流在初級側產生的電流等于輸入電流Ii（17）或（18）

初級繞組磁化電流ILPm的波形為三角形，如圖4（f）所示。由式（14）及（18）所示的負載電流波形分別示于圖4（g）和圖4（h），而合成的初級電流波形示于圖4（i）。由于初級繞組電感量較大，在整個開關周期內，即使S2關斷，ILP2基本上仍保持為恒定值。

如果沒有輸出電流，磁化電流的平均值為零。因此，當變壓器空載時，初級電流為正負峰峰等幅的波形。而獲得零電壓諧振開關，該磁化電流的峰－峰幅值，必須大于兩倍負載電流在初級繞組中所產生的電流。

這種串聯功率變換拓撲的特點在于：在正激變換電路中，只用了一只磁性元件，該磁性元件起兩個作用：一是作為電路中的電感器，二是作為隔離變壓器。另外一種類似電路如圖7所示。

　　這種電路結構和工作情況，基本上和圖3一樣，Cp只有當S1導通時，才能并接到初級繞組。圖7電路所產生的波形示于圖8。其工作狀態分別示于圖9和圖10。在圖9中S2導通，使初級繞組中的電流增加，而輸出電流完全由電容CS來提供。在圖10中S1和S3導通，CP上的電壓Ucp（是在S1及S3斷開時，Cp連續充放電所形成的），加在變壓器初級繞組上。

圖8電路工作波形