提升電源轉換效率的自定時電壓檢測同步MOSFET控制方案

透過對MOSFET的初級側實施零電壓開關(ZVS)可以實現上述要求，因為ZVS大幅降低了開關損耗。 開關損耗越低、效率越高、MOSFET的熱管理越簡單。然而，電源輸出二極管的低效率嚴重阻礙了設備體積的進一步微型化。在大屏幕電視中，要求在諧振電源內使用表面黏著MOSFET取代帶散熱器的輸出二極管。不過，由于時序復雜性、成本和現有同步整流器解決方案欠佳的表現，迄今為止，采用這一替代方案的數量非常有限。可透過比較漏極電壓與負的閾值電壓(Vth)做到這點。當漏極電壓是個比Vth更正的值時，MOSFET的閘極電壓被拉低至1V，以確保元件被關閉。

閘極電壓隨反向漏極電壓的下降而逐漸降低，因而確保了MOSFET在電流過零點附近的迅速切斷。換言之，可以更少的閘極電荷切斷MOSFET，因而縮短了閘極電壓的下降時間，并確保沒有反向電流。此外，比例式閘極驅動器根據MOSFET的電流幅值調節其輸出電壓，這樣，在漏極電流接近零之前，該MOSFET的閘極一直在得到加強。這樣，在MOSFET關閉后，就將體二極管的導通時間縮至最短。圖3為同步MOSFET的工作波形。在滿載情況下，圖3b顯示，為獲得低阻抗，在MOSFET的大電流期間壓一直維持在10V左右。

圖3.顯示的是諧振轉換器的閘極驅動器工作波形：(a)25%負載和(b)滿載

當漏電流為低時，閘極電壓逐漸降低、導致MOSFET的阻抗加大、因而設立起負的漏極電壓。與數位電平閘極電壓比，這確保了阻抗非常低的MOSFET將不會關閉，且仍將維持導通相當水準的電流。

3　讓熱設計更容易

在加大功率密度時，熱管理成為一個關鍵設計因素，且它對產品品質和可靠性非常重要。對液晶電視來說，出于安全考量，電源被封裝在特殊或完全密封的殼體內，此時，因系統散熱基本上只依靠自然對流和輻射，所以，電源部份的有效散熱就成為一個主要設計挑戰。典型的電視電源需要為音訊放大器提供+12V輸出;為背光提供+24V輸出;為微控制器和介面提供+5V輸出。+12V輸出軌的功率低于+24V輸出軌的功率、并使用蕭特基二極管，如圖2所示。一般來說，一個32英枷允灸輝謐罡吡煉仁保背光單元約需144W功率。 這相當于在24V輸出軌的肖特基二極管上流過6A電流，并伴隨需采用大體積散熱器的導通損耗。 對于42英枷允灸煥此擔背光功率提高到264W，電流為11A。

若電視電源采用40A額定電流/100V擊穿電壓的肖特基二極管作為輸出整流器，其正向壓降通常為425mV/3A@125℃結溫。 那么，24V電源軌上每個輸出二極管在6A滿負載條件下的導通損耗約為1.275W。如果我們將滿負載輸出電流升高到點亮更大液晶顯示幕所用CCFL或LED 背光單元所需的11A，則靜態功耗就變為3.12W，若不采用大型散熱器，就無法輕易地實現散熱。在滿負載條件下，假設諧振槽可充分濾除掉輸入電壓的高次諧波，則在6A輸出軌，每個MOSFET的均方根(RMS)漏極電流約為3.33A。

基于漏極電壓感測的同步閘極驅動器方案僅在進行MOSFET體二極管正向電壓檢測時開啟MOSFET。 因為初始的體二極管導通，閘極導通延遲時間降低了效率，這在高開關頻率下是不能被忽視的。在將體二極管和MOSFET通道損耗運算在內后，當一款rDS(on)@Tj=100°= 9mΩ的元件用在工作于80kHz的開關轉換器時，該元件的導通損耗約為192mW 。 因同步MOSFET在零電流處開啟和切斷，所以損耗可忽略不計。MOSFET現工作在92℃的可接受結溫和80℃的PCB溫度。 依此類推，對42英枷允酒晾此擔在11A輸出轉換器中，相同MOSFET的導通損耗約為935mW。

4　本文小結

因為試圖減少諸如電源變壓器、濾波電容和散熱元件等主要系統元件的實體尺寸并降低其成本而求助越來越高的開關頻率的壓力越來越大，電視機電源的設計就不再微不足道，對許多以前只使用肖特基二極管技術的設計師來說，有可能是個嚴峻挑戰。該拓撲對傳統的同步MOSFET控制技術并沒太多幫助，它要求需采用許多分離元件的復雜的系統解決方案，且為使系統正常工作，所需的設計階段也更長。 基于MOSFET控制的漏極電壓檢測可解決現有問題，另外，更可借力整合了高電壓比較器和MOSFET驅動器的新一代積體電路。設計師現在能夠迅速且容易地克服以往這些障礙。 集最佳化的MOSFET加強和更快切斷速度于一身的專用控制器晶片可被用來作為滿足更苛刻效率要求的工具。 此外，得益于控制器的簡單性和靈活性，在PCB設計時，只需不大的布局改變，就可將其納入現有的電源設計。