高增益高線性度CMOS偶次諧波混頻器設計
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1. 4 其他設計考慮
根據參考文獻 ， 我們在電路設計過程中做了以下考慮。從轉換增益考慮， △VLO必須較小， 而 βRFN和 βRFP必須較大。當 βRFN和βRFP大到一定程度時， MRFN 和MR FP 將進入弱反型區， 當MRFN和MRFP都處于弱反型區時， 轉換增益將會急速增加， 但是同時， 線性度將急劇惡化。幸運的是， 我們可以通過增加LO 的功率來同時提高轉換增益和線性度。
這與吉爾伯特混頻器有所不同， 對于吉爾伯特結構來說， 增加LO功率只能使轉換增益增加， 但是線性度會惡化。所以在設計過程中， 必須考慮使用適當的LO 功率和△VLO， 電流復用對晶體管的尺寸和偏置要折中。我們可以設置偏置， 使△VLO處于弱反型區來得到低功耗， 同時從電流復用對上補償線性度，并通過設置合適的LO功率得到適當的轉換增益。
2 電路仿真
本文混頻器電路設計基于SM IC0. 18 m 標準CMOS工藝庫， 運用ADS進行了仿真。混頻器工作在1. 8 V 電源電壓下， 射頻輸入頻率1. 575 GH z， 功率為- 30 dBm; 本振頻率789. 5 MH z， 功率為- 5 dBm。
圖4給出了轉換增益和三階交調截至點( IIP3)隨本振信號功率和射頻信號功率變化曲線。圖4( a)顯示了固定射頻信號為- 30 dBm， 本振信號功率為- 5 dBm時轉換增益達最大為20. 848 dB; 本振信號功率從- 8 dBm到- 5 dBm， IIP3緩慢增加到- 3 dBm， 然后開始下降。圖4 ( b) 顯示了固定本振信號功率為- 5 dBm， 轉換增益在射頻輸入信號大于- 20 dBm 時開始下降， IIP3在- 11 dBm 到- 2. 297 dBm 波動。仿真結果顯示， 該混頻器具有高增益、高線性度的優點。
增益和IIP3隨本振功率和射頻功率變化的曲線
圖4 增益和IIP3隨本振功率和射頻功率變化的曲線
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