分布式系統中實現單階段PFC和降壓轉換的新方法

引言
在最先進的PFC電路中，為了降低輸入電流諧波并提高輸入功率因數，通常使用升壓拓撲結構。升壓拓撲結構可以在連續導通模式 (CCM)、非連續導通模式(DCM)或臨界導通模式下工作。
大多數使用升壓拓撲結構的PFC 應用系統專用于在使用通用輸入交流電源(85-265 Vac)，頻率為 50 或60Hz，并且提供穩壓直流總線(一般為400 Vdc)時工作。在大多數應用中，負載不能在提供高壓直流總線時工作，所以DC-DC轉換器用來隔離交流電源和負載，并提供低壓輸出。這種系統配置的優點是低總諧波失真(THD)、接近于1的功率因數、優異的穩壓和隔離直流輸出上的瞬態響應。升壓拓撲結構的主要缺點是需要兩個功率階段，這會降低系統效率，增加元件數量和成本，并會使電源尺寸增大。
NCP1651 提供PFC設計的獨特備用方案，專用于控制在反擊型拓撲結構中工作的PFC 電路。使用反擊型拓撲結構可以建立一個單功率階段的低壓隔離次級輸出，而仍然能獲得低輸入電流失真，且功率因數接近于1 。和帶有DC-DC轉換器的升壓拓撲結構相比，使用元件數量少有助于減小電源尺寸和降低電源成本。

控制器分析
NCP1651 可以在連續或非連續模式下工作。表1規定了一組將工作模式進行比較的條件。
連續模式
為了強制電感電流在輸入電壓范圍內保持連續，Lp至少需要為1mH。反擊型變壓器的初級線圈上的典型電流如圖1所示。在開關打開時，電流流入初級線圈，在開關關閉時，電流流進次級線圈。
因此，峰值電流：
Ipk=Iavg + ((1.414 ?Vin sinq?ton?)/Lp)                      (1)
其中 Iavg = 1.414?Pin/Vin sinq                          (2)
Ton = T/((Ns/Np?1.414?Vin sinq/Vo)+1)                   (3)
Ton = 6.19ms
Ipk=(1.414?113)/85 sinq + (1.414 ?85?6.15 ms?2)/1 mH = 3.35A
從轉換器分析看到連續模式工作的峰值電流為3.35A。
非連續模式
在非連續工作模式中，電感電流在開關周期結束之前降為零，如圖2所示。
為了保證DCM，Lp 需要降低至大約100mH。
Ipk= (Vin sinq?.414 on)/Lp
Ipk = 1.414?5 sin?.18ms/100mH= 6.23 A                              (4)
結果顯示，CCM模式中的反擊型轉換器的峰值電流是DCM模式下峰值電流的一半。

電流諧波分析
運行在DCM中的第二個結果是輸入電流失真、EMI較高，且功率因數較低。雖然可以對高峰值電流進行濾波，以產生相同的性能結果，但這將需要一個更大的濾波器。
簡單的快速傅立葉變換(FFT) 在SPICE 中運行，以提供CCM 和 DCM諧波電流級別的比較。諧波電流級別會影響輸入EMI 濾波器的大小。在一些應用中，它需要滿足C.I.S.P.R等級。在SPICE FFT 模型中，由于沒有增加任何前端濾波，所以分析結果不能直接進行比較。
連續導通模式
如圖3所示，在100 kHz處，開關頻率、FFT的 rms 值是 260mA，而二次諧波(200kHz)rms值是55mA。
非連續導通模式
如圖4所示，在100kHz 處， FFT的 rms 值是 2.8A，而二次諧波 (200kHz)是500mA。

結果
和在 DCM工作中的反擊型PFC轉換器相比，從分析結果能清楚看到工作在 CCM中的反擊型PFC轉換器的峰值電流是其1/2，而基波 (100 kHz) 諧波電流是其1/10，從而使MOSFET、次級整流二極管中的導通損耗更低。如果設計師需要滿足C.I.S.P.R. 導通發射等級的要求，那么輸入EMI濾波器也需更小。和CCM 工作相反，因為需要的初級電感更大，其反擊型變壓器也更大。
在DCM下工作的優點是較低的開關損耗及更小的變壓器尺寸。
在PFC中使用反擊型拓撲結構的第二個考慮是，輸出電壓紋波包含傳統高頻紋波和整流線頻率紋波 (100 或者 120Hz)兩個分量。
 高頻紋波：
芕 = ?芕cap2+ 芕esr2            (5)
其中，芕cap = Ioavg ?dt /Co，Ioavg = (Ipk +Iped/2)，Ipk為峰值電流 (次級)，Iped為次級電流的脈沖基底電平，Co為輸出電容，esr為輸出電容的等效串聯電阻，dt為Toff；芕esr = Ipk ?esr。
紋波的低頻部分是：
芕 = Ipk 苩 / Co                      (6)
IAVG = Po/Vo                                                (7)
Ipk = IAVG / 0.637                     (8)
如果把輸出紋波以10腦齜諞桓鮒芷?180?中劃分，和相角有關的正弦紋波電壓是：
芕=((Po/ 0.637 Vo)in(q-0.637))/Co?8?fline                                     (9)
使用上述的相同應用系統，選擇輸出電容的大小，以提供小于額定輸出5%的電壓紋波。使用以上的等式，選擇兩個并聯的1500mF電容，每個電容的esr為0.03W。
如果次級輸出電壓用于分布式總線，可以根據保持時間和紋波選擇輸出電容的大小。那輸出電容可以這樣計算：
Co= 2 Pout th / V2nom-V2min         (10)
其中：Pout 為最大輸出功率，th為要求的保持時間(選擇線路為 60 Hz, 16.67ms的一個周期)，Vnom為額定 48Vdc輸出，Vmin為36Vdc。則
Co=2(90)16.67ms/482-362=3000mF
在以上計算中，對于輸出電壓紋波和保持時間，在兩種應用中恰好選擇了相同的輸出電容值。
NCP1651內部提供了所有在PFC控制器中常見的必要特性，同時還有一些不常見的特性。比如，NCP1651有一個高壓啟動電路，讓設計師可以直接連接 NCP1651的引腳16和高壓直流總線，而無需笨重而昂貴的啟動電路。其應用原理圖見圖5。
在電路上施加了電源以后，高壓FET的偏置為一個電流源，以提供啟動功率的電流。啟動高壓啟動電路，整流交流線路中的電流就會對Vcc電容充電。當Vcc電容上的電壓達到UVLO電路(額定值為10.8V) 的導通點以后，禁用啟動電路，并啟用PWM電路。啟用了NCP1651 以后，偏置電流從其待機水平升至工作水平。一個八分頻的計數器預置為7，使得啟動后芯片不會在第一個周期工作。第二個Vcc周期中，計數器增加到 8，而且芯片可以在此時啟動。除了提供Vcc 電容的初始充電以外，它也可以作為啟動、過流和關閉工作模式的定時器。
在關閉模式中，Vcc周期在 7 計數狀態一直保持，直到解除關閉信號。這樣可以獲得可重復而快速的重啟。
只要Vcc電壓在欠壓跳閘點高于UVLO，元件就會保持工作。如果Vcc電壓降低到欠壓跳閘點，元件將停止工作，啟動電路將再次啟用，而且對Vcc電容充電，使之達到導通電壓水平。此時，啟動電路關閉，而且元件保持在關閉模式。這將會在以后七個周期中繼續。在第八個周期中，NPC1651會再次工作。如果Vcc電壓在欠壓跳閘點以上，元件繼續工作，否則，元件則開始另一個八分頻周期。
八分頻計數器的目的是減小芯片在過載情況下的功耗，并且能使其不斷循環，避免芯片過熱。
讓輸出電壓達到一個水平，使輔助電壓在Vcc電容放電到這一水平之前仍能保持在UVLO關閉水平以上至關重要。如果電感線圈產生的偏置電壓，在電容降低到UVLO 欠壓關閉水平之前不超過關閉電壓，元件就會關閉并進入八分頻周期，而且不再啟動。如果發生這種情況，Vcc電容值會增加。 ■