DSP實現HF信道8PSK信號解調

HF信道通信有明顯的優點：可以利用較小的功率實現遠距離通信；通信的目標小，在戰時不易被摧毀，即便遭受破壞也容易修復；通信設備體積小，便于移動，靈活機動。所以，這種通信方式在軍事上獲得了大量應用。但是，HF信道是帶寬受限的信道，射頻非常擁擠，加上電離層的變化、天波傳播的不穩定性、多徑效應引起的衰落以及回波現象等因素的影響，實現HF信道高速數據傳輸有很大難度。

近年來出現了采用移相鍵控（MPSK)調制方式的串行高速調制解調器。由于采用了串行制(數據調制在一個載頻)，這種調制解調器不存在功率分散問題，抗多徑效應能力較強。為了克服多徑效應，自適應信道均衡技術的研究也取得了很大進展。其中，平方根卡爾曼算法由于具有可快速啟動、快速跟蹤信道、穩定性好、便于調整等優點，獲得了廣泛的應用。

隨著數字信號處理技術的發展，DSP對數字信號的處理運算精度和速度也越來越高，特別適用于通信等實時運算要求較高的領域。本設計以TI公司出品的TMS320C6711數字信號處理器為核心，對A/D采樣后的基帶信號利用DSP軟件實現解調。解調算法包括：軟件AGC；碼同步提取；平方根卡爾曼DFE進行信道均衡；DFPLL實現載波跟蹤；碼元判決等。

TMS320C6711數字信號處理器具有150M外頻，運算能力為1.2GFLOPS，其片內SRAM容量達1M位，片內8個獨立的功能單元并行處理，可通過外部總線配置8/16/32位尋址，內置主處理器接口，4路DMA，HPI口可方便的與主控PC機接口，實現高速傳輸。所有這些促成了TMS320C6711卓越的運算處理能力。

單邊帶HF信號由短波接收機接收后，解調為8PSK基帶信號。A/D變換采用AD公司生產的串行16位立體聲編碼器AD1847進行，其最高采樣頻率可達48KHz。基帶信號經AD1847采樣后，串行輸入TMS320C6711DSP進行處理，解調后的碼元由HPI高速主機接口送至PC機。整個系統硬件簡單，解調過程主要由DSP軟件實現。由于采用了先進、高效的算法，加上TMS320C6711處理器卓越的性能，取得了很好的解調效果。

對于A/D采樣后的數字信號，為了實現全數字化解調，需要經過數字AGC、DFE平方根卡爾曼均衡器、DFPLL、碼同步提取、判決和譯碼等軟件模塊構成。以下對整個軟件的設計重點：平方根卡爾曼DFE和DFPLL載波跟蹤作重點說明。

平方根卡爾曼DFE原理框圖如圖1所示。由于HF信道碼間干擾嚴重，甚至存在傳輸零點，普通的橫向濾波線性均衡不可能完全消除碼間干擾，特別是無法解決傳輸零點。而DFE則可達到要求，因此選擇了DFE。

圖1采用了雙均衡器結構。圖中的上半部分為傳統的DFE，下半部分的前饋橫向濾波器和反饋橫向濾波器的組合，可看作一個既有零點又有極點的濾波器。該濾波器具有與DFE相同的抽頭系數，由平方根卡爾曼算法同步調整。因此，該濾波器可以看作具有與DFE相同均衡效果的均衡器，稱為均衡器B。這樣設計的原因是由于碼元判決部分總是存在固定的延時，DFE輸出信號必須同判決反饋信號同時出現。首先，均衡器B的輸出解調后，得到判決反饋信號，再調整延時，使判決反饋信號與DFE輸出同步。同時求出誤差，供平方根卡爾曼算法使用。

DFE工作時總是先由接收到的同步碼等已知序列進行訓練，在訓練期間，DFE將內部產生的理想信號作為反饋輸入信號，由平方根卡爾曼算法連續調整抽頭系數，收斂到均方誤差最小。當殘差足夠小，均衡器被切換到直接判決模式，即由判決碼元重調制生成的參考信號作為反饋輸入，均衡器將繼續工作在均方誤差最小狀態。

如果不進行均衡，信號解調后的星座圖如圖2。星座點平均收斂度（距離理想星座點的偏差角度絕對值均值）為8.35度，有嚴重的誤碼。利用平方根卡爾曼算法均衡后的星座圖如圖3。星座點平均收斂度為3.997度。誤碼率大幅度降低了。

調整試驗信號的中心頻率，進一步實驗表明，該DFPLL的捕捉帶為9600±20Hz。

本文討論了一種基于TMS320C6711 DSP的HF信道8PSK信號解調方案，并進行了理論、設計闡述。重點論述了平方根卡爾曼DFE、DFPLL等關鍵技術的理論及軟件實現。試驗表明，上述算法的效率較高，利用DSP實時處理穩定性更高、抗干擾能力強、系統升級和改造方便，利于實現HF信道的高速信號解調。DSP軟硬件技術的發展及其在HF信道解調器的應用，必然會有力地推動短波通信向數字化、低誤碼、高速率和通信自動化方向發展。■