采用箝位電路抑制車載電壓瞬變
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負載傾卸是急促的能量卸放，由于交流電機在為負載提供充電電流期間電池突然性的斷開所導致。并且，車輛“借電”(jump starTIng，又稱跳線跨接啟動)也有可能因使用串聯堆積式電池而導致一種過壓狀態。其它的瞬變可能源于點火系統的噪聲、繼電器開啟及關閉以及諸如保險絲熔斷等單穩態事件。
值得慶幸的是，最為劇烈的大能量瞬變可通過核心的抑制器進行處理；典型的抑制器被置于重要的（以及昂貴的）組件附近，具有高阻抗的通路連接到卸放源。車載的抑制器必須能夠耐受峰值功率耗散超過1,500W的重復性負載卸放，并限制電池電源軌偏移小于±40V。
附加的保護電路常常是必需的，可更為有效的限制電壓導軌。二極管反極性串行連接到附加的負載電路，可以分離電源導軌并有效地隔斷反相的電壓尖峰。設計人員將瞬變箝位至低于+40V的結論取決于電路所接受的電壓。該電壓接受功率的DC/DC穩壓器必須能夠耐受至少+40V的電壓，以防止功率元件及控制電路產生過壓(overstressing)。絕大多數的現代脈寬調制控制器(PWM)均能耐受超過+40V的電壓，而無需損失任何有益的特性（例如同步運作，可能是滿足設計某些特定目標的條件）。
限流電阻及箝位齊納二極管典型地應用于小負載電流電路，一般來說低于0.1A，以確保串聯電阻不產生過多的能量損耗。下圖所描繪的電路提供了一個箝位輸入電壓至所期望的最大電壓值的方法，同時仍可保持較大的電流輸出能力并使得“典型的”非瞬變運轉時的電路損耗最小化。
此電壓箝位電路限制輸出電壓至27V
輸入電壓高于3V時，Q1開始引導電流，并至少增強至4.5V。穿過Q1所引起的電壓降非常低，其值取決于額定的Rds-on及輸出負載電流。例如，3A的負載所引起的Q1兩端的電壓降僅為0.16V，而此時的輸入為14V。二極管D1用于保護FET Q1，避免在高輸入電壓狀態下Q1的門極—源極電壓超過最大限額20V。對于輸入電壓不超過20V的設計，D1可以免去。
由于輸入電壓的升高，輸出也將隨之升高直至某數值，齊納二極管D2擊穿并開始引導電流。此時，輸出電壓被鉗位為齊納二極管D2、電阻R4、R6的電壓之和。而R4及R6兩端的總電壓僅為0.6V左右。
晶體管Q3采用了射極跟隨(emitter follower)的配置，因而電流增益近乎為1。由于集極電流流經Q3，使Q2產生偏置，并開始降低FET Q1的門極—源極電壓。由于FET Q1對流經其本身的、過高的輸入到輸出電壓的抑制（起了線性穩壓器的作用），使得輸出電壓被保持在了27.6V。隨著輸入電壓的增加，輸出電壓不再增加，因為額外的電流將流經齊納二極管D2并迫使Q2降低Q1的門極—源極驅動電壓。該閉環反饋防止了輸出電壓繼續變化。
系統穩定性
當涉及到負反饋閉環控制系統之時，穩定性對于可預測的、可靠的運行是至關重要的。閉環增益及相位裕度(phase margin)決定了系統對外部干擾響應的優良程度，例如輸入電壓的改變。
晶體管Q3旨在配置作為單位增益以防止反饋通路引入過量的增益。晶體管Q2提供了等于其β值的電流增益，其典型值的范圍處于50至200之間。FET Q1同樣提供了等于其跨導乘上輸出負載阻抗的增益。該增益也處于200的量級?？偟拈]環直流增益由上述兩增益項決定，數值巨大，超過80dB。負載阻抗及輸出電容所引起的傳遞函數極點使得FET Q1的增益在大于50Hz時以-1的斜率（或-20dB/十倍程[decade]）滾降。輸出電容的等效串聯電阻(ESR)同樣增加了一個零點，其位置由ESR及其自身電容值確定。從而使得輸出的頻率響應平坦帶超過了6kHz。精細的修整Q2增益的頻率響應可給出一個可接受的總體閉環頻率響應。
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