對放大器補償的實際考慮

當我們對放大器作補償，以獲得最快的穩定時間時，要實際考慮很多的方面（見正文圖1）。一旦選定了某款放大器，唯一可以變動的穩定變量就是通過改變放大器的補償網絡，而改變振鈴時間。由于轉換時間通常是主導性延遲，因此選一款當前轉換最快的放大器就很有吸引力。不幸的是，快速轉換的放大器通常有更長的振鈴時間，這抵消了速度的優勢。如果用大的補償電容阻止振鈴，則會延長穩定時間。

良好穩定時間的關鍵是選擇一款在轉換速率與恢復特性之間有正確折衷的放大器，并對其作恰當的補償。這看似很難，因為不可能預測出或從任何數據表規格的組合中推斷出放大器的穩定時間。必須用預期的結構，測量出穩定時間。

影響穩定時間的是一系列因素的結合。它們包括：放大器的轉換速率以及ac動態特性、布局電容、源電阻和電容，以及補償電容。各個項之間以一種復雜的方式相互作用，使預測更為困難，Spice愛好者應加以注意。如果用一個純阻性源替代寄生元件，仍然不能穩定地預測出放大器的穩定時間。寄生阻抗項使這個困難的問題更難以處理。

處理寄生項的唯一方式是調整補償電容CF。當恰當地調整了CF的值時，放大器增益就會在最佳動態響應的頻率時出現滾降。當選擇的電容為所有項作了正確的補償時，就獲得了最佳的穩定結果（圖A）。

軌跡A是經時間校正的輸入脈沖，而軌跡B則是放大器的穩定信號。放大器作明確的轉換，在9 ns內穩定到5 mV。采樣門只在第二個垂直刻度后打開。波形標志很嚴格，有幾乎精密的阻尼。當使用過大的反饋電容時，穩定過程很平順，但會過阻尼（圖B），多了13 ns的時間，總穩定時間為22 ns。去除反饋電容就獲得了一個有過大振鈴時間偏移的嚴重欠阻尼響應（圖C）。穩定時間更達33 ns。采用過小的反饋電容則會得到一個需要27 ns才能穩定的欠阻尼響應（圖D）。注意，圖B、C和D都需要減小垂直刻度，才能捕捉到非最佳的響應。

當您為最佳響應而修正反饋電容時，源電容、雜散電容、放大器電容和補償電容的公差是沒有關系的。如果不采用單個修正，就必須考慮這些公差會確定反饋電容的提供值。雜散電容與源電容和輸出負載，以及反饋電容的值都影響著振鈴時間。關系是非線性的，雖然可能有些指導作用。雜散項與源項可以在±10%之間變動，而反饋電容通常是一種±5%的元件。這些數值的前提是一個阻性源。如果源有很多寄生電容，如一個光電二極管或DAC，則此數字很容易達到±50%。另外，放大器轉換速率也有一個明顯的公差，數據表會給出這個值。為了獲得一個實際的反饋電容值，要通過單獨修正生產板的布局，確定最佳值。記住還要考慮到電路板布局的寄生電容。然后，考慮雜散電阻和源電阻項、轉換速率和反饋電容公差在最差情況下的百分數。將這個信息加到修正后電容的測量值上，獲得實用值。這種預算也許不會過于悲觀。誤差應為RMS（均方根）形式的加總，而不是一種單純的加法。