工程師分享：基于DSP實(shí)現(xiàn)的一種開關(guān)逆變電源

整個工作過程可分為4個階段，下面分別說明。

第一階段 Q1、Q4導(dǎo)通

當(dāng)Q1、Q4(有相位差)導(dǎo)通，并讓Q5提前導(dǎo)通，直流側(cè)的能量便可傳輸?shù)捷敵龆恕４藭r諧振電感儲能，Q5軟開通，減少了開關(guān)損耗。如圖2中ug5所示。

第二階段 諧振

由于電路隔直電容和諧振電感(包括變壓器中漏感)諧振，電感在第一階段所保存的能量得以釋放。當(dāng)諧振電流到零時，關(guān)斷Q1。此階段Q2、Q4導(dǎo)通，Q5延遲一段時間再關(guān)斷。如圖2中ug5所示。

第三階段 Q2，Q3導(dǎo)通

在此階段，使Q6在Q2，Q3導(dǎo)通前提前導(dǎo)通。當(dāng)Q2，Q3(Q1，Q2之間有死區(qū))導(dǎo)通時，直流側(cè)的能量便可傳遞到輸出端，此時Q6為軟開通。如圖2中ug6所示。

第四階段 諧振

工作原理同第二階段類似，此時電流方向與第二階段相反，當(dāng)電感上的能量釋放完畢，關(guān)斷Q6。此時一個周期便結(jié)束，開始下一個周期。從圖1可以看出，無論變壓器副邊電壓極性如何，若Q5導(dǎo)通、Q6關(guān)斷，則輸出端OUT1為正，OUT2為負(fù);若Q6導(dǎo)通，而Q5關(guān)斷，則 OUT2為正，而OUT1為負(fù)。所以，控制Q5，Q6的導(dǎo)通順序，即可控制輸出端的極性，并可獲得多種波形，例如交流、脈沖等波形均可實(shí)現(xiàn)。如要輸出正弦波的正半周時，PULS1控制Q1，Q4，PULS2控制Q2，Q3，并同時讓Q5，Q6相應(yīng)地提前導(dǎo)通，便可輸出正弦波的正半周，如圖3所示。

要輸出正弦波的負(fù)半周，只需讓Q5，Q6的導(dǎo)通順序交換便可，如圖4所示。

軟件實(shí)現(xiàn)

1 PWM波的輸出

本文采用三角波作為載波的規(guī)則采樣法，來獲得等高不等寬的矩形波，即脈沖。每個脈沖的中點(diǎn)都與相應(yīng)的三角波的中點(diǎn)相對應(yīng)，在三角波的負(fù)峰值時刻tD對正弦調(diào)制波采樣而得D點(diǎn)，過D點(diǎn)作一水平直線和三角波分別交于A點(diǎn)和B點(diǎn)，如圖5所示。則有

δ=Tc(1+sinωrtD)/2

根據(jù)這一關(guān)系式，如果一個周期內(nèi)有N個矩形波，則第i個矩形波的占空比為

Dr=0.5+0.5sin(i*2π/N)

用周期和占空比分別去設(shè)定TMS320LF2407中PWM電路相應(yīng)的寄存器，便可在PWMx(x=1，2，3，4，7，8)上獲得所需的 PWM脈沖波形，由這些PWM脈沖去控制相應(yīng)的6個開關(guān)管，便可輸出正弦波形。要注意的是，輸出正弦波質(zhì)量的高低與用作控制的正弦波的離散數(shù)量有關(guān)，如果離散數(shù)量越多，則輸出的正弦波就越平滑，但卻增加了DSP的運(yùn)算量。反之輸出會越差。因此，對具體的應(yīng)用場合，要選擇合適的離散值。定時器T1，T3被設(shè)定為下溢和周期匹配中斷方式，用作PWM輸出時基，工作在連續(xù)增/減記數(shù)模式。

2 實(shí)時采樣

采用TMS320LF2407中集成的16路ADC轉(zhuǎn)換電路實(shí)現(xiàn)電壓、電流采樣(每一通道的最小轉(zhuǎn)換時間為500ns)。通過采樣模塊 MAX122，將采樣信號轉(zhuǎn)換為LF2407的ADC所需的0～3.3V電平。在一個工頻周期中，將采樣200次(開關(guān)頻率為20kHz)。一旦有沖擊性負(fù)載存在，將導(dǎo)致輸出電流，或電壓過高，使DSP能及時捕獲此突變。DSP將調(diào)用相應(yīng)的子程序來處理過壓或過流情況，以保護(hù)整個電路的正常運(yùn)行。定時器 T2被設(shè)定為下溢和周期中斷方式，用作ADC采樣的控制時基，工作在連續(xù)增/減記數(shù)模式。實(shí)驗結(jié)果

根據(jù)以上原理，初步設(shè)計了一臺實(shí)驗系統(tǒng)，并獲得了比較好的效果。其主要技術(shù)參數(shù)如表1所列。