COFDM 系統中信道狀態信息的提取及其在軟判決中的應用(圖)

cofdm系統中csi的提取方法

　　利用cofdm系統前端信道估計和均衡的結果就可以對csi信息進行提取，實現框圖如圖1所示。圖中yk是接收到的信號，hk*是實際信道響應hk的估計值，zk是實際發送信號xk的估計值。我們需要的就是zk位于不同載頻點上的snr值。下面就介紹兩種提取csi的方法。因cofdm特殊的數據處理過程，以下算法全部都在頻域進行。

用歸一法求平均噪聲功率來獲得csi

　　zk是實際發送信號xk的估計值，其snr應為所包含的有效信號功率與疊加到它上面的噪聲功率比值。由信道均衡結果可知：

式中wk為信道中疊加的高斯白噪聲，wk服從獨立正態分布。對上式兩端取均方：

其中δxk2為發射信號的平均功率，δw2是平均高斯噪聲功率。

可見上式中第一項為有效信號功率，第二項則為疊加在有效信號上的噪聲功率。由snr的定義可得zk點的信噪比：

　　在cofdm系統調制端，由于數據信號在進行映射前，已經過了加擾、交織等隨機化處理，因此應為一常量，其數值僅僅與調制端映射時所采用的星座圖有關。因此其信噪比公式還可以簡化為：

　　代入(2)式可知snr可以表示為噪聲功率的倒數，在實際的實現中為了避免除法運算，可以首先計算出平均噪聲功率：

　　zk的均方功率δzk可以用歸一的方法求得，由于δxk2為一常量，再利用量化和查表映射即可得到信道狀態信息。圖2就是用歸一法迭代計算csi的系統框圖，csik就是第k個載波位置的csi值。

　　在信道衰落變化比較快的頻率選擇性信道中，必須經過大量的統計平均才能夠反映出其噪聲的統計特性。圖2中的統計器，利用一個fifo（先進先出數據暫存器）不斷的更新數據并求其平均，系數ρ可以調節迭代速度，迭代的時間越長，就越能夠反映信道中噪聲的統計特性，從而得到實時的信道狀態信息csik。而且，由于此時的csi是長時間的統計平均結果，這樣就消除了信道中窄帶干擾對于信道估計的影響。

利用信道的信號功率轉移函數作為csi

由上述并觀察(3)式，可見snr與信道功率轉移函數|hk*|2 成正比。

　　在信號衰落變化較慢的頻率選擇性信道中，信道噪聲的統計特性變化也是緩慢的，因此可利用|hk*|2直接作為信道狀態信息。這樣csi的計算就變得比較簡單，此時的csi函數充分反映了信號功率隨信道衰落的變化情況。但是，由于沒有考慮到信道噪聲對snr的影響，它只是粗略的等價于csi，而且不能消除信道有效帶寬中存在的窄帶干擾。所以，用|hk*|2作為csi只能適用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道，而不能適用于移動接收等衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道。

csi在軟判決譯碼中的應用

　　如前文所述，在頻率選擇性信道，各個載波位置具有不同的snr，所以提取出的csik數值也是波動變化的，具有高csi值的數據比低csi值的數據有更高的可信度。在萊斯和瑞利等多徑衰落信道中，csi值的變化范圍是很大的，所以我們必須對csi的值設定門限，對csi即數據的可靠性進行均勻量化，將其設定為多個不同的可信度臺階。下面就將軟判決中的判決可信度與csi結合起來共同說明這一過程。

　　為了提高系統的性能，在viterbi譯碼前對數據解映射時采用軟判決，即mi(qam符號的第i比特)判決的可

靠性由數據符號位置到星座圖判決門限的距離來衡量。

圖3：均勻64qam星座圖

圖3是歐洲dvb-t系統中所采用的均勻64qam星座圖及其相應的比特關系。

圖4：64qam星座圖判決可信度的度量

圖4中的曲線表示了64qam星座圖解映射時判決可信度的度量。在圖4中，曲線a是64qam解映射第一位（b0）和第二位（b1）的度量值，曲線b是第三位（b2）和第四位（b3）的度量值，曲線c是第四位（b4）和第五位（b5）的度量值，b0和b1的判決門限為0，b2和b3的判決門限為+4和-4， b4和 b5的判決門限為+6、-6、+2和-2。

　　　根據qam的信號特性，可知b0、b1的優先級高于b2、b3、b4和b5，而b2和b3的優先級高于b4和b5，這一特性可以用來作為可信度的度量。

　　由于csi和mi與數據判決的可靠性有直接的關系，有了csi和mi，就可以通過csi乘以mi得到最后的可信度量值ri。

　　其中csik表示第k個載波位置的csi值，i表示由第k個載波數據符號解映射輸出的第i比特位。

圖5：兩種csi提取方法的性能比較

為了充分利用信道輸出信號的信息，提高譯碼的可靠性，可信度值r必須適當地量化，然后再輸入到軟判決viterbi譯碼器譯碼。量化越精確，則越能精確地反映接收碼元的可信度，從而使譯碼器性能接近于最大似然譯碼。

性能仿真分析

　　圖5是本文提出的兩種csi提取方法的算法仿真，仿真基于歐洲數字電視dvb-t標準，其載波數為2048，采用2/3碼率收縮卷積碼，均勻64-qam星座圖映射，保護間隔1/16。仿真分別在萊斯信道（f）和瑞利信道（p）中進行，其信道參數依據于dvb-t標準所提供的信道模型。圖中1代表采用歸一法提取csi，2代表用信號功率轉移函數代替csi，由圖可見歸一法具有更好的性能。比較萊斯信道（f）和瑞利信道（p）可見，在瑞利信道（p）下，第一種提取方法相對于第二種提取方法在萊斯信道（f）可獲得更好的性能，這主要是由于瑞利信道更加接近于實際的無線移動信道，具有比萊斯信道更為惡劣的衰落特性。第二種提取方法由于用信號功率轉移函數作為csi，沒有考慮到信道的噪聲統計特性的變化，所以它并不適用于衰落變化比較快、而且存在窄帶干擾的信道，但由于其實現比較簡單，可用于固定接收等衰落變化比較緩慢的信道。用歸一法提取的csi，是經過長期的迭代得到的，充分地反映了信道噪聲的統計特性，因此更適用于移動接收等衰落變化比較快、而且存在有窄帶干擾的信道。