用于MR16 LED的1W至5W LED驅動器參考設計

因此，使用輸入電壓前饋補償網絡來減少由于Iout vs. Vin曲線的非線性響應導致的誤差。由電阻R3、R5及加法電阻R4組成的電阻分壓器網絡(參見圖5)用于增加Vin比例電壓至FB引腳，從而在Vin增加時降低負載電流。這就起到使圖2a曲線平坦化的效果，并降低了總體電流誤差(見圖2b)。

電阻R9和電容C6用于限制高輸入電壓外部開關的門極至源極電壓。由R9和R2組成的電阻分壓器網絡用于設定最大門極至源極電壓(Vgs)：

脈沖反饋電阻
電阻R7與二極管D5用于降低跳脈沖(pulse skipping)的可能性。由于突發模式控制僅涉及一個反饋電壓及每周期交叉檢測，并不包含使用窗口比較器，有可能產生跳過的脈沖(skipped pulse)，這跳過的脈沖不會影響直流調節，但如果脈沖有低頻分量，可能會在LED應用中呈現閃爍。

R7和D5增加了流至Ct時序電容C2的電流。這有效地限制了NCP3065可提供的最大占空比。當條件允許低占空比時，R7和D5就使高于所需值的占空比不會出現。在關閉期間，需要D7來阻隔電壓，因為這是降壓-升壓拓撲結構。更多有關脈沖反饋補償的信息參見安森美半導體的NCP3065數據表。

交流工作Vs.直流
由于有半正弦波輸入至降壓-升壓段，與純粹直流輸入相比，工作點就會不同。由于小尺寸是這設計的一項目標，故在全橋整流器后使用了極小的輸入電容。

因此，這樣一來，根據所選擇的輸入電容，線路電壓能夠降到低至3 V。故轉換器的輸入是全波整流正弦波。由于穩壓器在電壓低于約4 V時不工作(non-functional)，故存在穩壓盲區(dead spot)。因此，我們最后穩壓的是120 Hz線路周期中約80%的有限部分，其余約20%則沒有穩壓。采用交流輸入工作時，這會降低平均電流約20%。

當采用大于12 Vac的電壓工作時，應當考慮散熱問題。在多數應用中，這個模塊會增加熱耗散。輸入電壓補償增加了額外的交流補償網絡，從而應對不同的工作點。

保護
齊納二極管Z1和電阻R1，以及NCP3065的限流功能用于開路保護。在出現負載開路事件時，環路將嘗試增加輸出電壓以滿足零電流反饋的電流需求。當(Vin+Vout)超過Z1的電壓時，電流會流過R1，觸發NCP3065的限流功能。

短路保護通過輸入端的熔絲F1來處理。電感型負載的浪涌保護也必須慎重考慮，特別是在變壓器饋電系統中，這類系統攜帶大量的源電感，如景觀照明應用中的磁變壓器就是如此。需要選擇恰當電壓的浪涌保護器件，其電壓不能超過功率FET門極至源極電壓，并帶有合理電壓余量。這可能要求通過反復試驗來選擇，因為根據需要吸收能量的不同，鉗位電壓可能會擴展。

增加輸出電流
這參考設計的配置針對的是350 mA平均LED電流。增加這參考電路板的電流調節點非常簡單，只需要將電流感測電阻R8的值減半，即由250 mΩ減至125 mΩ。此外，也必須增加輸入熔絲，以適應增大的輸入電流消耗。當轉向更高功率的設計時，根據外殼組件(housing)環境參數的不同，可能需要散熱片。

測試結果
這參考設計在不同交流輸入電壓條件下的輸出電流及在不同直流電壓條件下的能效測試結果分別如圖3a及3b所示。其中，如圖3b所示，這參考設計在11至17 Vdc范圍下能效高于0.75，這個能效數據在這類低功率應用中表現亮眼。

圖3：a) Iout vs. Vac b) 能效 vs. Vdc