一種簡易的感應電機參數自提交方法

0 引言

矢量控制變頻調速系統已經進入實用階段。眾所周知，矢量控制系統性能的好壞，很大程度上依賴于電機參數辨識的準確與否，因而準確獲得這些參數是矢量控制系統的關鍵問題。一般而言感應電機參數辨識分為離線自提交和在線自校正。電機參數的在線自校正需要系統已整定好以及準確的速度信息，其方法主要有卡爾曼濾波、模型參考自適應和最小方差估計器等。參數離線自提交得到的電機參數的初始值，用于在線自校正算法中，可提高算法的收斂速度。因此國內外許多學者對此做了很多有意義的工作，主要有以下幾種方法：

1)空載試驗和堵轉試驗法[1];

2)對電機的三相輸入側施加不同的激勵，利用電機本身的空載和堵轉等效電路進行參數自提交[2~5];

3)利用最小二乘法進行參數自檢測[6、7];

4)利用過渡過程響應波形進行自提交[8]。

在假定感應電機三相平衡的前提下，提出一種簡易的高精度異步電機參數離線辨識方法，利用電機學原理，同時對逆變器及電機中的導通壓降、開關延遲、死區時間和集膚效應等因素進行合理 的補償，以保證辨識的參數具有較高的精度和可信度。該方法包括4個辨識子過程:定子電阻辨識、定轉子漏感辨識、轉子電阻辨識以及互感的辨識。整個過程可自動完成，不需要進行復雜的堵轉實驗。

1 參數辨識原理

1.1 定子電阻辨識

假設感應電機三相平衡，則只需要檢測其單相電路的定子電阻。如圖2所示為電壓型交-直-交變頻調速系統的主電路，使V1一直導通，V2、V3、V5、V6一直關斷，而V4 由脈沖序列驅動，則在A、B 兩相繞阻上將產生一組電壓脈沖序列。設時鐘周期為Ts，脈沖寬度為t，則脈沖的占空比D=t/Ts，繞阻上的電壓平均值則為Udc伊D，這樣就得到一個等效的直流電壓，A、B兩相同時流過的電流為I，相應的辨識定子電阻值為

1.2 定轉子漏感辨識

根據電機的電磁物理特性，可以假設定轉子的漏感是相等的。如圖3所示，當進行電機漏感測試時，由于向電機注入的是高頻脈沖信號(1 kHz 左右)，只要頻率足夠高，等效電路中的電阻項就可以忽略。對電機進行單相測試，A、B兩相同時進行，為了減小忽略定、轉子電阻所帶來的影響，可以使定子電流的最大值與最小值的大小相等而極性相反，即在測定漏感的時間間隔內，使電流的平均值為零。如圖2中所示，V5和V6在測試A、B側的漏感時始終為關斷。當UAB=+Udc時，使V1和V4同時導通，V2 和V3處于關斷狀態;當UAB= -Udc時，使V2和V3同時導通，V1和V4處于關斷狀態, 電壓電流波形如圖4 所示。計算漏感的公式為

1.3 轉子電阻辨識

電機加上單相正弦電壓時，沒有電磁轉矩產生，其電磁現象與三相堵轉時基本相同，圖5為模擬電機堵轉的等效電路。當電流達到給定值后，在A、B 兩相之間產生了一個基波頻率為f，基波幅值為Um的正弦PWM電壓。通過檢測電壓和電流信號之間的相位差茲，可以算出轉子電阻為

在該檢測過程中，正弦基波頻率f的大小對轉子電阻辨識結果影響很大。若f較小，則Xm(電機勵磁電抗)值變小，勵磁支路的阻抗將不能忽視;若f較大，

則集膚效應的影響嚴重，導致辨識轉子電阻偏大。采用在f1=20 Hz 和f2=40 Hz兩個頻率點進行單相短路試驗，得到轉子電阻值Rr1、Rr2。近似認為集膚效應的

影響與頻率成線性關系，則可通過對電阻值Rr1、Rr2采用兩點法，計算出額定轉差頻率fs(1 ~4 Hz)處的轉子電阻，以此作為真正的轉子電阻值

1.4 互感辨識

電機空載時轉差s=0，這時等值電路變成圖6所示電路。逆變器供電下的空載試驗與常規電機學試驗非常類似。采用V/f 控制方式，使電機不帶任何負載運行在頻率f下，從而檢測出電壓和電流信號之間的相位差茲。這樣就可以按照辨識轉子電阻試驗的計算方法得到異步電機空載等效電路中的電抗了。電機勵磁電抗為

會對相位的檢測造成較大的影響，所以需要對采樣的電流信號進行低通濾波處理。考慮到基波信號的最大頻率值為50 Hz，且需要知道信號的精確的相位信息，所以設計的濾波器截止頻率為100 Hz，是具有線性相移的FIR 濾波器，階數為50 階，圖7 為該濾波器的幅頻相頻特性。