Wi-Fi收發器的電源和接地設計
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射頻(RF)電路的電路板布局應在理解電路板結構、電源布線和接地基本原則的基礎上進行。本文探討了相關的基本原則，并提供了一些實用的、經過驗證的電源布線、電源旁路和接地技術，可有效提高RF設計的性能指標。考慮到實際設計中PLL雜散信號對于電源耦合、接地和濾波器元件的位置非常敏感，本文著重討論了有關PLL雜散信號抑制的方法。為便于說明問題，本文以MAX2827 802.11a/g收發器的PCB布局作為參考設計。
一：電源布線和電源旁路的基本原則
設計RF電路時，電源電路的設計和電路板布局常常被留到高頻信號通路的設計完成之后。對于沒有經過深思熟慮的設計，電路周圍的電源電壓很容易產生錯誤的輸出和噪聲，從而對RF電路的系統性能產生負面影響。合理分配PCB的板層、采用星形拓撲的VCC引線，并在VCC引腳加上適當的去耦電容，將有助于改善系統的性能，獲得最佳指標。
合理的PCB層分配便于簡化后續的布線處理，對于一個四層PCB (WLAN中常用的電路板)，在大多數應用中用電路板的頂層放置元器件和RF引線，第二層作為系統地，電源部分放置在第三層，任何信號線都可以分布在第四層。第二層采用不受干擾的地平面布局對于建立阻抗受控的RF信號通路非常必要，還便于獲得盡可能短的地環路，為第一層和第三層提供高度的電氣隔離，使得兩層之間的耦合最小。當然，也可以采用其它板層定義的方式(特別是在電路板具有不同的層數時)，但上述結構是經過驗證的一個成功范例。
大面積的電源層能夠使VCC布線變得輕松，但是，這種結構常常是導致系統性能惡化的導火索，在一個較大平面上把所有電源引線接在一起將無法避免引腳之間的噪聲傳輸。反之，如果使用星形拓撲則會減輕不同電源引腳之間的耦合。圖1給出了星形連接的VCC布線方案，該圖取自MAX2826 IEEE 802.11a/g收發器的評估板。圖中建立了一個主VCC節點，從該點引出不同分支的電源線，為RF IC的電源引腳供電。每個電源引腳使用獨立的引線，為引腳之間提供了空間上的隔離，有利于減小它們之間的耦合。另外，每條引線還具有一定的寄生電感，這恰好是我們所希望的，它有助于濾除電源線上的高頻噪聲。
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圖1. 星形拓撲VCC布線 本文引用地址：http://www.104case.com/article/201706/357963.htm |
使用星形拓撲VCC引線時，還有必要采取適當的電源去耦，而去耦電容存在一定的寄生電感。事實上，電容等效為一個串聯的RLC電路，如圖2所示，電容在低頻段起主導作用，但在自激振蕩頻率(SRF) 之后，電容的阻抗將呈現出電感性。由此可見，電容器只是在頻率接近或低于其SRF時才具有去耦作用，在這些頻點電容表現為低阻。圖3給出了不同容值下的典型S11參數，從這些曲線可以清楚地看出它們的SRF，還可以看出電容越大，在較低頻率處所提供的去耦性能越好(所呈現的阻抗越低)。
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圖2. 電容器的等效電路 |
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圖3. 不同頻率下的電容器阻抗變化 |
良好的電源去耦技術與嚴謹的PCB布局、VCC引線(星形拓撲)相結合，能夠為任何RF系統設計奠定穩固的基礎。盡管實際設計中還會存在降低系統性能指標的其它因素，但是，擁有一個“無噪聲”的電源是優化系統性能的基本要素。
二：RF接地和過孔設計的基本原則
地層的布局和引線同樣是WLAN電路板設計的關鍵，它們會直接影響到電路板的寄生參數，存在降低系統性能的隱患。RF電路設計中沒有唯一的接地方案，設計中可以通過幾個途徑達到滿意的性能指標。可以將地平面或引線分為模擬信號地和數字信號地，還可以隔離大電流或功耗較大的電路。根據以往WLAN評估板的設計經驗，在四層板中使用單獨的接地層可以獲得較好的結果。憑借這些經驗，用地層將RF部分與其它電路隔離開，可以避免信號間的交叉干擾。如上所述，電路板的第二層通常作為地平面，第一層用于放置元件和RF引線。
接地層確定后，將所有的信號地以最短的路徑連接到地層，通常用過孔將頂層的地線連接到地層，需要注意的是，過孔呈現為感性。過孔的物理模型如圖4所示。圖5所示為過孔精確的電氣特性模型，其中Lvia為過孔電感，Cvia為過孔PCB焊盤的寄生電容。如果采用這里所討論的地線布局技術，可以忽略寄生電容。一個1.6mm深、孔徑為0.2mm的過孔具有大約0.75nH的電感，在2.5GHz/5.0GHz WLAN波段的等效電抗大約為12/24。因此，一個接地過孔并不能夠為RF信號提供真正的接地，對于高品質的電路板設計，應該在RF電路部分提供盡可能多的接地過孔，特別是對于通用的IC封裝中的裸露接地焊盤。不良的接地還會在接收前端或功率放大器部分產生輻射，降低增益和噪聲系數指標。還需注意的是，接地焊盤的不良焊接會引發同樣的問題。除此之外，功率放大器的功耗也需要多個連接地層的過孔。
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圖4. 過孔的物理模型 |
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圖5. 過孔的電氣模型 |
在本文第三部分的討論中將會看到，PLL的實現在系統設計中總是面臨巨大挑戰，要想獲得滿意的雜散特性必須有良好的地線布局。目前，IC設計中將所有的PLL和VCO都集成到了芯片內部，大多數PLL都利用數字電流電荷泵輸出通過一個環路濾波器控制VCO。通常，需要用二階或三階的RC環路濾波器濾除電荷泵的數字脈沖電流，得到模擬控制電壓?？拷姾杀幂敵龅膬蓚€電容必須直接與電荷泵電路的地連接。這樣，可以隔離地回路的脈沖電流通路，盡量減小LO中相應的雜散頻率。第三個電容(對于三階濾波器)應該直接與VCO的地層連接，以避免控制電壓隨數字電流浮動。如果違背這些原則，將會導致相當大的雜散成分。
圖6所示為PCB布線的一個范例，在接地焊盤上有許多接地過孔，允許每個VCC去耦電容有其獨立的接地過孔。方框內的電路是PLL環路濾波器，第一個電容直接與GND_CP相連，第二個電容(與一個R串聯)旋轉180度，返回到相同的GND_CP，第三個電容則與GND_VCO相連。這種接地方案可以獲得較高的系統性能。
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圖6. MAX2827參考設計板上PLL濾波器元件布置和接地示例 |
三：通過適當的電源旁路和接地來抑制PLL雜散信號
滿足802.11a/b/g系統發送頻譜模板的要求是設計過程中的一個難點，必須對線性指標和功耗進行平衡，并留出一定裕量，確保在維持足夠的發射功率的前提下符合IEEE和FCC規范。IEEE 802.11g系統在天線端所要求的典型輸出功率為+15dBm，頻率偏差20MHz時為-28dBr。頻帶內相鄰信道的功率抑制比(ACPR)是器件線性特性的函數，這在一定前提下、對于特定的應用是正確的。在發送通道優化ACPR特性的大量工作是憑借經驗對Tx IC和PA的偏置進行調節，并對PA的輸入級、輸出級和中間級的匹配網絡進行調諧實現的。
然而，并非所有引發ACPR的問題都歸咎于器件的線性特性，一個很好的例證是：在經過一系列的調節、對功率放大器和PA驅動器(對ACPR起主要作用的兩個因素)進行優化后，WLAN發送器的鄰道特性還是無法達到預期的指標。這時，需要注意來自發送器鎖相環本振(LO)的雜散信號同樣會使ACPR性能變差。LO的雜散信號會與被調制的基帶信號混頻，混頻后的成分將沿著預期的信號通道進行放大。這一混頻效應只有在PLL雜散成分高于一定門限時才會產生問題，低于一定門限時，ACPR將主要受PA非線性的制約。當Tx輸出功率和頻譜模板特性是“線性受限”時，我們需要對線性指標和輸出功率進行平衡；如果LO雜散特性成為制約ACPR性能的主要因素時，我們所面臨的將是“雜散受限”，需要在指定的POUT下將PA偏置在更高的工作點，減弱它對ACPR的影響,這將消耗更大的電流，限制設計的靈活性。
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圖7. 802.11a/b/g頻譜模板和雜散造成的性能下降 |
圖8給出了一種假設情況，假設設計中采用了一個具有20MHz相對頻率的N分頻合成器，如果環路濾波器是二階的，截止頻率為200kHz，滾降速率通常為40dB/十倍頻程，在20MHz頻點可以獲得80dB的衰減。如果參考雜散成分為-40dBc (假設可以導致有害的調制分量的電平), 產生雜散的機制可能超出環路濾波器的作用范圍(如果它是在濾波器之前產生的，其幅度可能非常大)。壓縮環路濾波器的帶寬將不會改善雜散特性，反而提高了PLL鎖相時間，對系統產生明顯的負面影響。
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圖8. 簡化的PLL濾波器漸近線，相應的轉角頻率和雜散位置 |
圖9提供了一個由于不合理的VCO電源去耦方案所產生的結果，電源紋波表明正是電荷泵的開關效應導致電源線上的強干擾。值得慶幸的是，這種強干擾可以通過增加旁路電容得到有效抑制。圖10顯示的是在電路改變后，在同一點的測量結果。
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圖9. 不合理的VCC_VCO退耦測試結果 |
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圖10. 在VCO電源端增加旁路電容后減小了噪聲。 |
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