CMOS音頻功率放大器的旁路電壓控制電路

M8～M12為電流反饋部分。當比較器輸出高電平時，開關(guān)管M9和M12均導(dǎo)通，M11和M8組成電流鏡結(jié)構(gòu)，當M11，M8均處于飽和區(qū)時電流鏡正常工作且M11，鏡像M8的漏電流并反饋回A點，以改變比較器負向轉(zhuǎn)折的閾值電壓VTRP-，達到遲滯的目的。

則通過調(diào)節(jié)M11和M8管的寬長比，可以改變反饋回A點的電流大小，從而改變電路的負向轉(zhuǎn)折閾值電壓。此時比較器的正向轉(zhuǎn)折點和負向轉(zhuǎn)折點不等，比較器電路具有雙穩(wěn)態(tài)特性，其寬度為：

該寬度電壓表明了比較器所允許的最大噪聲幅度。
與文獻中所介紹的利用內(nèi)部電壓正反饋實現(xiàn)遲滯的電路相比，采用電流反饋的方法，一方面避免了同時使用正、負反饋，使電路的性能更為穩(wěn)定；另一方面也減少了MOS管狀態(tài)改變的次數(shù)，降低了比較器傳輸時延。當PD為高電平時，M13截止，M14導(dǎo)通，使得M5，M7，M10均處于截止狀態(tài)，整個電路處于低功耗狀態(tài)。
1．3 控制電路
控制電路所實現(xiàn)的功能為產(chǎn)生比較器所需的基準電壓和對旁路電容進行充、放電。圖1中，M17，M18的柵極電壓由放大器的偏置電路產(chǎn)生。當PD為低電平時，開關(guān)管M15導(dǎo)通，調(diào)節(jié)R1，R2的值，使B點的電壓等于VDD／2，并將B點的電壓作為比較器的正向轉(zhuǎn)折電壓，此時開關(guān)管M19導(dǎo)通。電路對旁路電容CB充電且將C點電壓作為比較器的正向輸入。當電容上的電壓低于時，比較器輸出低電平，M21截止；當電容上的電壓高于正向轉(zhuǎn)折電壓時，比較器輸出高電平，M19截止，電路停止對旁路電容充電，同時M21導(dǎo)通。此時C點的電壓為：

式中：VC+為M21導(dǎo)通后電容上的電壓；VC-為M21導(dǎo)通前的電容上的電壓；τ為時間常數(shù)，τ=(RB+R)C；RB為B點到地的等效電阻。可以看到在一段時間后，旁路電容上的電壓將近似等于B點電壓，即VDD／2，則得到所需的旁路電壓。同時，考慮到音頻功率放大器上電、掉電的“POP”噪聲是由旁路電壓的瞬間跳變引起的，所以可以適當?shù)脑龃笈月冯娙菀栽龃笈月冯妷旱纳仙⑾陆邓俣龋鸬綔p少“POP”噪聲的作用。
當PD為高電平時．M16截止，電路不工作。

2 仿真結(jié)果
該使設(shè)計采用Candence Spectre仿真工具進行仿真，所采用的工藝是華潤上華O．5μm的N阱CMOS工藝典型模型。
圖3為該設(shè)計中旁路電壓的輸出變化曲線。“SHUTDOWN”引腳低電平有效，輸出曲線在電路從關(guān)斷狀態(tài)轉(zhuǎn)為工作狀態(tài)時會出現(xiàn)一個小突刺，這是由于旁路電容上的電壓比節(jié)點C略高，電容會有一個小的放電過程。在常溫下，輸出約在3．4μs處開始穩(wěn)定在2．5 V。當t=7．5μs時，輸出為2．501 6 V，其誤差為O．064％。電路的靜態(tài)功耗為O．685 mW。