一種模／數混合型FIR噪聲濾波器設計
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式中：θref為參考信號相位；θsig為環路返回信號相位；θqn為相位域的量化噪聲；ni為調制器輸出的延時深度，Ii為多輸入電荷泵的各支路電流；fref為鑒相器工作頻率；H(z)為針對量化噪聲的等效FIR濾波的傳遞函數：
電荷泵電流在該結構中扮演了雙重角色。從式(1)可以看出，同常規結構一樣，總電流影響了環路動態特性；另一方面，式(2)表明各支路電流決定了所實現FIR濾波器傳遞函數的各項系數。只要根據所要實現的傳遞函數設置調制器輸出的延時深度以及電荷泵各支路電流的分配比例，就可以實現全定制的噪聲整形。此外，式(2)中當f=0時，將有H(z)≡1。這表明無論設計參數如何選取，該結構所實現的FIR濾波器恒有單位直流增益，因此從根本上解決了現有數字FIR噪聲濾除技術中的噪聲增益問題。本文引用地址：http://www.104case.com/article/187081.htm
現以8抽頭混合型FIR濾波器為例，分析該結構所實現的全定制噪聲整形。通過采用并行8支路鑒相器和1個8輸入的電荷泵，并給電荷泵各支路分配相同的電流，設置圖1中調制器輸出的每級延遲為單個時鐘周期，可以實現如圖3所示的濾波器頻域響應。對應的傳遞函數為：
圖4是行為級仿真得到的采用混合型FIR濾波器的新結構鎖相環輸出的頻譜，并與傳統結構做了對比。所有模塊均為無噪聲理想模型，因此頻譜中只含△-∑調制帶來的量化噪聲。所用參考時鐘頻率為14．318 MHz；輸出頻率為532 MHz，對應的分頻比為37．156；電荷泵總電流為320μA，對應每個支路40μA；振蕩器增益為250 MHz／V；環路濾波器采用2階；環路帶寬設為700 kHz，對應的過采樣率僅為10；所用調制器為3階MASH結構。圖中橫坐標按照參考時鐘頻率歸一化。對比圖4和圖3可以看出，混合型FIR濾波器按照其傳遞函數實現了預期的對量化噪聲的抑制。
圖5(a)是行為級仿真得到的環路建立過程中振蕩器控制電壓的瞬態波形。從相同的建立過程(包括其中的周期滑動現象)可以看出，由于新結構中多輸入電荷泵的總電流與傳統結構保持一致，因此混合型FIR濾波器的使用不會影響環路動態特性。
圖5(b)是對比采用混合型FIR濾波器的新結構與傳統結構在環路鎖定時的瞬時相位誤差電壓(即2階環路濾波器中電阻兩端的電壓)。從中可以看到，盡管環路呈現相同的動態特性，但新結構中的瞬時相位誤差電壓遠小于傳統結構。這表明高頻量化噪聲得到了混合型FIR濾波器的有效抑制。
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