基于DSP的雙極性雙調制波高頻鏈逆變器實現

定時器GP工作在連續增減計數模式，即從零開始遞增計數至設定值，然后又遞減計數至零，如此循環，計數周期為開關管的一個開關周期。

高頻逆變橋各開關管的驅動信號為ugVS1，VS4，ugVS2，VS3，其產生過程較為簡單。如圖3所示，當定時器工作在增計數模式時，UgVS 1，VS4為高電平，ugVS2，VS3為低電平，而當定時器工作在減計數模式時，ugVS1，VS4為低電平，ugVS2，VS3為高電平。無論輸出電壓為何值，均在定時器計數至周期值或零時發生跳變，即計數值與比較寄存器值在H，H’點匹配。

周波變換器的控制信號為ugVS5，ugVS6，ugVS7，ugVS8，在圖3a中，當定時器工作在增計數狀態時，計數值與比較寄存器值在I點及J點發生比較匹配，ugVS5，ugVS8為高電平；當定時器工作在減計數狀態時，計數值與比較寄存器值在I’點及J’點發生比較匹配，ugVS5，ugVS8跳變為低電平。ugVS6，ugVS7分別與ugVS5，ugVS8互補，則可以產生4路移相PWM控制信號，移相角隨正弦規律略有變化。

圖3b與圖3a原理類似，只是ugVS5，ugVS7從超前臂變為滯后臂，VS8，VS6從滯后臂變為超前臂。載波比較示意圖如圖3c所示，其中ur為調制波，um為其反值，uc為雙極性的三角載波，Tc為載波周期，A為正弦調制波幅值，B為三角載波幅值。

DSP的定時器工作在連續增減計數模式，設當定時器工作在增計數模式時三角波的斜率為k1，由圖3c及兩點直線方程可知：

設正弦調制波ur的函數為yr=sinωt，um的函數為ym=-sinωt。將t1，t2及在該時刻的函數值代入式(1)得到：

當開關頻率很高時，可認為sinωt1≈sinωt2≈sin(ωTc／4)，則得到周波變換器開關管第1個高頻脈沖寬度為：

式中：T／4=(t1+t2)／2；M為調制比，M=A／B。

當DSP的定時器工作在減計數模式時，設三角波的斜率為k2，同理得到：

當開關頻率很高時，可認為sinωt3≈sinωt4≈sin(3ωTc／4)，則得到周波變換器開關管第2個高頻脈沖寬度為：

當載波比為偶數時，設載波比為2N，則周波變換器開關管的第n個高頻脈沖的寬度為：

根據以上對全橋移相PWM的原理分析，可以設計其實現的軟件和控制系統。

基于DSP的雙極性雙調制波高頻鏈逆變器的系統如圖4所示。DSP芯片為TMS320F2812。系統實現了雙極性雙調制波控制算法的程序，生成脈沖觸發信號，建立了正弦數據表，采用增量式PI算法完成了閉環控制算法。

4 仿真與實驗結果

基于上述理論分析和系統設計，通過仿真和實驗對方案進行了驗證。仿真參數：輸入直流電壓30 V，高頻變壓器變比38：34：34，輸出濾波電感1 mH，濾波電容4．4μF，開關頻率40 kHz，電阻負載，輸出電壓為400 Hz。LC濾波器前端的電壓為雙極性SPWM波，經濾波后輸出正弦波。在單閉環控制下，高頻鏈逆變器分別帶阻容、阻感負載、突加電阻負載及帶整流性負載時的輸出電壓uo、電流io波形如圖5所示。系統空載時，uo的峰值處稍有畸變；帶整流性負載時uo在第1個周期沒有達到穩定，且波形的正弦度略差。但系統帶電阻、阻容、阻感負載時，uo波動小，波形正弦度較高，總而言之，該高頻鏈逆變器具有良好的帶載能力。