成功進行模數信號轉換的七個步驟
加入技術交流群
第5步：找到最佳放大器并設計增益模塊
知道了輸入信號帶寬后，運算放大器選型的第一步是選擇一個具有合理的增益帶寬積(GBWP)的運算放大器（GBWP），并且該放大器可以最小的直流和交流誤差處理該信號。為得到最佳的增益帶寬積，需要知道信號帶寬、噪聲增益以及增益誤差。下文給出這些術語的定義。一般而言，若想保持增益誤差小于0.1%，推薦選用增益帶寬比輸入信號帶寬大100倍的放大器。另外，我們需要一個可快速建立且驅動能力良好的放大器。注意，我們的噪聲預算要求運算放大器輸入端的總噪聲低于40.8 nV/rt-Hz，而ADC規定的指標為7.9-nV/rt-Hz?？偨Y運算放大器的查找條件如下：UGBW>1MHz、5-V單電源、良好的電壓噪聲、電流噪聲、THD特性、低直流誤差（不降低ADC性能）。
搜索ADC時采用相似的查找方法，本例我們選出AD8641。AD8641為低功耗、精密JFET輸入放大器，具有極低的輸入偏置電流和軌到軌輸出特性，可在5 V至26 V電源下工作。相關數據在下表中列出。我們可采用表中的元件值對運算放大器進行同相配置。
所有有源和無源元件都各自產生噪聲，因此選擇不降低性能的元件尤其重要。例如，購買一個低噪聲運算放大器并在其周圍放置大電阻就是一種浪費。牢記一個1 kohm的電阻器可產生4 nV的噪聲。
圖3 完整的解決方案
表1 圖3所示的完整解決方案的元件值
圖5 圖3所示電路的帶寬模擬
如前所述，可考慮在ADC和該增益模塊之間使用一個RC濾波器，這樣應該有助于縮小帶寬并優化SNR。
第6步：根據設計目標檢查解決方案總噪聲
充分了解所設計電路中的各種誤差源是極其重要的。為了獲得最佳SNR，我們需要寫出前述方案的總噪聲方程。方程如公式1：
我們可算出運算放大器輸入端的總噪聲，并確保其低于41.6 nV/rtHz，一如我們所預期的那樣。方程如公式2：
為了在整個帶寬上對總噪聲進行積分，我們可看到在濾波器帶寬上的ADC輸入端的總噪聲是3.05μV，低于設計所需的4.16μV。由于AD8641的轉折頻率低于100 Hz，故此例中的低頻噪聲（1/f）可忽略不計。程如公式3：
保持良好的信噪比需要關注信號路徑中每一處細節的噪聲，并有良好的PCB布局。避免在任何ADC下方布設數字線路，否則會將噪聲耦合至芯片管芯，除非在ADC下方鋪一個接地層用作屏蔽。諸如CNV或時鐘之類的快速開關信號不應靠近模擬信號路徑。應避免數字信號與模擬信號交疊。
公式1
公式2
公式3第7步：運行模擬并驗證
剛開始驗證電路設計時，使用Pspice宏模型（可從ADI網站下載）比較合適?？焖倌M顯示出我們為解決方案所設計的信號帶寬。圖5顯示了位于AD7685輸入端可選RC濾波器之前和之后的響應。
如圖6所示，10-kHz帶寬上的總輸出噪聲接近31μV rms，略低于41μV rms的設計目標。在量產之前需要制作原型并驗證整套解決方案。
圖6 圖3所示電路的噪聲響應模擬
總結
如今許多設計要求低功耗、低成本，而許多系統既負擔不起最昂貴的器件，也無法承受低噪聲器件的更高功耗。為了從信號調理電路得到最低的本底噪聲和最佳性能，設計者必須了解元件級別的噪聲源。保持良好的信噪比需要關注信號路徑每一處細節的噪聲。通過遵循以上步驟，便可成功調理小型模擬信號，并使用超高分辨率ADC將其轉換。本文引用地址：http://www.104case.com/article/186243.htm
評論