基于MC34152的軟開關變換器高速驅動電路設計

摘要：本文介紹了高速雙MOSFET驅動器MC34152的內部結構、工作原理以及由MC34152與CMOS邏輯器件組成的軟開關變換器驅動電路的設計。
關鍵詞：驅動電路；功率MOSFET；開關電源；變換器

引言
在高頻PWM開關變換器中，為保證功率MOSFET在高頻、高壓、大電流下工作，要設計可靠的柵極驅動電路。一個性能良好的驅動電路要求觸發脈沖應具有足夠快的上升和下降速度，脈沖前后沿要陡峭；驅動源的內阻要足夠小、電流要足夠大，以提高功率MOSFET的開關速度；為了使功率MOSFET可靠觸發導通，柵極驅動電壓應高于器件的開啟電壓；為防止誤導通，在功率MOSFET截止時最好能提供負的柵-源電壓。而對于軟開關變換器，在設計驅動電路時，還需考慮主開關與輔助開關驅動信號之間的相位關系。本文以升壓ZVT-PWM變換器為例，用集成芯片MC34152和CMOS邏輯器件設計了一種可滿足以上要求的軟開關變換器驅動電路。
　　
MC34152
MC34152是一款單片雙MOSFET高速集成驅動器，具有完全適用于驅動功率MOSFET的兩個大電流輸出通道，且具有低輸入電流，可與CMOS和LSTTL邏輯電路相容。

MC34152的每一通道包括邏輯輸入級和功率輸出級兩部分。輸入級由具有最大帶寬的邏輯電路施密特觸發器組成，并利用二極管實現雙向輸入限幅保護。輸出級被設計成圖騰柱 (totem pole)電路結構形式。基準電壓為5.7V的比較器與施密特觸發器輸出電平的邏輯判定決定了與非門的輸出狀態(同相或反相輸出)，進而決定了兩個同型輸出功率管的“推”或“挽”工作狀態。這種結構使該芯片具有強大的驅動能力及低的輸出阻抗，其輸出和吸收電流的能力可達1.5A，在1.0A時的標準通態電阻為2.4W，可對大容性負載快速充放電；對于1000pF負載，輸出上升和下降時間僅為15ns，邏輯輸入到驅動輸出的傳輸延遲(上升沿或下降沿)僅為55ns，因而可高速驅動功率MOSFET。每個輸出級還含有接到VCC的一個內置二極管，用于箝制正電壓瞬態變化，而輸出端要接100KW降壓電阻，用于保證當VCC低于1.4V時，保持MOSFET柵極處于低電位。
　　
軟開關變換器驅動電路設計
升壓ZVT-PWM變換器是一種零電壓轉換軟開關變換器，其結構如圖1所示，由主電路和控制系統兩部分組成。在主電路中，S為主開關，S1為輔助開關，控制系統包括PWM信號產生電路及驅動電路。

圖1 ZVT-PWM變換器結構框圖


指標要求
變換器：開關頻率fS=100KHz；輸入電壓Vi=12V；輸出電壓Vo=48V；輸出功率Po=100W。
驅動電路：輸出峰值電流Iom1A；輸出峰值電壓Vom>5V；驅動脈沖上升時間tr和下降時間tf均50ns；驅動脈沖上升沿和下降沿的傳輸延遲(tPLH和tPHL)均150ns。

電路設計
為滿足指標要求，主、輔開關均選用MTM15N20，為功率MOSFET，其主要參數為：VDS=200V，ID=15A，VGS(th)=2V，RDS(ON)＝0.12W，Ciss=2000pF，Coss=700pF，Crss=200pF。設增益因子A=VDS/VGS=10，考慮到從柵極到漏極電容Crss引入的密勒效應，則柵極回路總輸入電容為：
Cin≈Ciss+A.Crss=2000+10200=4000pF
要求輸入電容電壓在tr(50 ns)時間內柵極電壓達到10V，則柵極輸入電流為：
Ig=Cin.dv/dt=Cin.VGS/tr=4000
10-12.10/5010-9=0.8A
從MC34152的性能參數可見，采用MC34152可滿足MTM15N20對驅動源內阻小、電流大的要求。

主開關S的觸發信號可由集成PWM芯片產生，例如常用的TL494、LM3524等。適當調整死區電壓，限制開關脈沖的最大寬度，以保證有足夠的時間安插輔助開關S1的觸發信號。輔助開關S1的觸發信號可采用D觸發器(如CD4013)構成的單穩態電路，結合邏輯反相器(如CD4069)對來自PWM芯片的脈沖進行波形變換而獲得。綜合以上考慮, ZVT-PWM變換器的驅動電路如圖2所示。

圖2 ZVT-PWM變換器驅動電路

從圖2可見，由PWM控制芯片輸出的脈沖調制波經CD4069反相整形后送至MC34152輸入端(引腳2)，由7引腳輸出，作為主開關的驅動信號。與此同時，從PWM控制芯片輸出的脈沖調制波經CD4069另一反相器整形后，輸入到CD4013的CLK端(3引腳)作為時鐘信號。信號上升沿觸發，使Q端(1引腳)輸出高電平，經過可變電阻RP對電容C9充電。當充電電壓達到VCC/2時，復位端起作用，使D觸發器復位，Q端電位變成低電平，電容C9經過二極管D2迅速放電至零，準備進入下一個周期。因此，經單穩態電路，從CD4013的Q端輸出的脈沖信號經CD4069再一次反相整形后送至MC34152的另一輸入端(4引腳)，由5引腳輸出，作為輔助開關的驅動信號。因為單穩態電路RC網絡(由RP和C9組成)的時間常數為RPC9，通過調節可變電阻RP的大小，即可改變輸出脈沖的寬度，從而解決了輔助開關與主開關之間的相位關系，即延時問題，保證了主開關在恰當時刻開通和關斷，實現最佳的軟開關效果。同時，由于采用了高速集成驅動器件MC34152，提高了整個控制系統的品質。

參數計算
在ZVT-PWM變換器中，為了實現軟開關轉換，在 S將要開通之前先開通S1，以激發輔助電感Lr和輔助電容Cr產生諧振，為S創造零電壓開通條件。可見，兩開關的驅動信號之間須保持一定的相位關系，其延遲時間TD應滿足下式關系：
(1)

在主開關完成零電壓開通后，為了不影響主開關的工作，輔助開關的工作時間不能太長，一般選擇為開關周期TS的1/10，結合式(1)可得：
(2)

而對于單穩態電路，在充電期間，電路方程為：

設 VC(0)=0
∴
設充電時間為τ，則：

∴ τ=-RCln0.5≈0.69RC (3)
考慮到延遲時間為TD=1/10，而充電時間即為所需的延遲時間，則
=1μs
取C(C9)=150pF,由式(3)可得：
,

取R(RP)為10KW~50KW的可調電阻。通過調節R(RP)可以滿足式(1)對TD的要求。
二極管D2可選用普通二極管IN4148。

由于驅動電路核心部分MC34152為集成組件，外圍電路元件僅有RP、C9及D2，因此,只需設計這三個元件參數即可。主電路的輔助電感Lr和輔助電容Cr應結合式(2)去考慮。
　　
仿真與實驗結果
根據圖2電路，筆者進行了仿真與實驗，其結果分別如圖3(a)、(b)所示。圖中上、下方分別是主、輔助開關柵極的驅動信號波形，脈沖的前后沿陡峭，其上升和下降時間以及傳輸延遲均達到指標要求。

(a)仿真波形



(b)實驗波形

圖3 ZVT-PWM變換器驅動電路信號波形圖


值得指出的是，根據主、輔開關對相位關系的不同要求，只需調整相應延時電路的有關參數，圖2所示的驅動電路結構同樣適用于其它類型的軟開關變換器。
　　
參考文獻
1. MC34152,MC33152,NCV33152 High Speed Dual MOSFET Drivers. Semiconductor Components Industries, LLC. October,2004-Rev.7
2. 王志強等(譯.著).開關電源設計[M].北京：電子工業出版社，2005
3. 慕丕勛，馮桂林.開關穩壓電源原理與實用技術 [M].北京：科學出版社，2005