單周控制的單相交流斬波調壓電路

子模塊DRIVEN用于產生控制T1至T4的驅動信號，如圖5所示，子模塊OCC用于實現單周控制，如圖6所示。

圖5 T1至T4的驅動信號子模塊DRIVEN

圖6 單周控制子模塊OCC

OCC由積分器1/S、比較器Compa，RS觸發器，時鐘脈沖clk等組成。積分器輸入U0取自4個開關管公共聯接點，它在Q脈沖到來，T1或T2開通時開始積分，其中開關Switch2 是用于控制電壓正、負半波的，負半波信號Nh為“1”時，積分器輸出經反號器仍為正值，當積分值大於給定參考值Vref，(這里用的是單相全波整流值)比較器Compa有輸出，復位RS觸發器時，（T1或T2關斷）由!Q信號控制開關Switch將積分值清零，直到下一個時鐘脈沖到來。

5 仿真實例

單相交流正弦電源220V，50Hz，濾波用電感L=2mH，電容C=90μF，負荷電阻R1=5Ω， R2=10Ω，開關頻率fs=1200Hz。

T1，..T4的IGBT元件參數：Ron=0.001Ω，Lon=1μH，通態壓降 =1V。吸收電路參數：Rs=100kΩ， Cs=∞。仿真首先從穩態開始，U1幅值等于，50Hz負載電阻為R1+R2=5+10=15（Ω）保持恒定，單周控制頻率fs=1200Hz，再給出不同的參考值Ref [反比于開關頻率，其范圍為從(1→7)×10-4]，可以得到不同的負載電壓U2，其波形如圖8(a)所示，基本正弦，但存在一些與開關頻率的諧波，后者還取決于所用的濾波電路參數。圖7表示了在不同參考值Ref下的負載電壓的幅值U2m，可以看出兩者基本上是線性關系，在附錄A中給出了不同占空比d斬波下，AC/AC轉換器輸出電壓的計算方法。

圖7 負載的電壓幅值U2m和參考值Ref的關系

應該指出，用本方法變壓時，應盡量避免用在占空比d=0和d=1的兩端，以免因控制不精確而出現非正常的、混亂的情況。圖8是假定U1=220V，50Hz， 參考值Ref=0.0003，在t=0時，接入負荷(負荷電阻15Ω)，當t=0.03時負荷突增(負荷電阻從15Ω突減至Ω5)下、單周控制的單相AC/AC轉換并聯式電路中各電氣量變化的仿真結果。圖8（a）為電源電壓U1，電流I1和負荷電壓U2的波形。可看出U1的幅值為311V，這里負荷電壓U2的幅值約調整至180V，由于濾波參數不理想，負載電壓存在一些與開關頻率有關的諧波。電源電流I1基本正弦。在t=0.03時負荷突增，U2有明顯的下降。圖8（b）是負荷電壓U2和電流I2的波形，基本正弦，在t=0.03”時負荷電流突增導致U2下降。圖8(c)、圖8(d)分別是開關管T1、T3的集電極―發射極間電壓Uce，和流過開關管的電流iT。

可看出在正弦電壓正半波時，開關管T1和T3的驅動信號作用下導通，均有電流iT流過，兩者在開關周期Ts內是互補的，而加在T1管上的Uce電壓是正向脈沖型，因T1導通時只存在可忽略的導通電壓降。注意這時加于T3的Uce電壓是脈沖型的，但對T3講，卻是反向的。為清楚起見，圖8(c)的右下角放大了Uce和iT的關系，表明iT有值瞬刻Uce為零值。

在正弦電壓負半波時T2、T4導通，這時T1、T2無驅動信號Ube=0，不導通，但加在它們上的Uce仍存在，只是方向相反。

開關管T2，T4上的Uce， iT波形類似，不再重復。

圖8(e)上部為電源電壓U1，和濾波電感L上的電壓UL，可看出這里UL小于U1，在允許范圍內。圖8(e)下部為用于采樣的T1，T3聯結點的電壓U0。圖8(f)是單周控制單元OCC的積分器輸出電壓Uint的波形，以及用于控制輸出電壓波形的由參考值Ref和全波整流波形產生的，比較器另一個輸入，即給定參考電壓Uref的波形。

6 結論

⑴利用全控型開關元件IGBT實現單相電壓AC/AC轉換器變壓(這里是降壓)是可能的，并聯型電路的主電路只需要二只帶雙IGBT的模塊，及濾波用電感和電容，控制電路也較簡單。

負荷電壓基本正弦，但帶有與開關頻率fs(顯然fs愈高諧波愈小)有關的諧波，這里對正確選擇濾波器參數要求很高。負荷電壓大小與參考信號基本上是線性關系，范圍應在（10-90）%內，以避免斬波控制中占空比d太靠近1或0引起的混亂。

⑵并聯型和串聯型AC/AC轉換所得結果基本相同，串聯型的T1至T4開關管必需帶反向二極管，T1至T4在不工作的半波，集電極、發射極間無反向電壓。并聯型的T1至T4無須反向二極管，但在不工作的半波，集電極、發射極間承受反向電壓。