控壓型DC-DC變換器電流環路補償設計
加入技術交流群
結合(5)和(6)兩個式子可以得到：
由此可見，當時，可在最壞情況下(D=100％，即m2>>m1)滿足系統的開環穩定性要求。
圖1所示的電路同時給出了在電流反饋電壓上疊加斜坡補償電壓的方法。通過比較分析可知，兩種補償方法在效果上是等效的，但是第二種方法中的電路實現相對更簡單，因此較為常用。
2．2 電流采樣原理與方法
傳統電流采樣方法是在開關管的電流通路上串接檢測電阻，這樣不僅降低了DC-DC轉換器的效率，而且對于傳統工藝來說，制作這樣的小電阻也很困難。為了彌補這些不足，本文在SENSEFET采樣方法的基礎上，加入了簡潔的V／I變換電路，從而形成了一種結構簡單且精度較高的采樣電路，其電路主體如圖l中的采樣電路所示。其中MM為POWER FET，其寬長比設計的非常大，可以減小其導通阻抗(本電路的典型值為150 mΩ)；Ms為SENSE FET；檢測電阻RSEN可利用工作在線性區MOS管的導通阻抗特性，使其寬長比與Ms相同，因此，導通阻抗與Ms的相等，記為RSEN。為了減小采樣損耗，一般必須使(W／L)MM(W／L)Ms。
設(W／L)Ms：(W／L)MM=n(n的取值一般不低于100)，開關管電流為IM，則有：
采樣電壓VSEN經過簡潔實用的V／I轉換電路后，可將其轉換成所需要的采樣電流信號ISEN，然后與斜坡電流信號ISLOPE在R∑進行疊加，就可得到所需的電壓V∑。
3 改進型電路設計
3．1 斜坡產生電路
圖3所示是一種改進型斜坡產生電路，圖中，MP5、MP6為匹配的差分對管：Q1、Q2匹配(rCE(Q1)=rCE(Q2)，為負載管，它們的發射極面積相等，為Q3的兩倍。負載管Q1、Q2采用三極管，可在高匹配性的同時大大減小噪聲影響。在Q2的集電極與基極之間加一個射極輸出的晶體管Q4，可以減小Q2和Q3基極電流對ID(MP6)的分流；而在Q2和Q3的基極與地之間加電阻R4，則可用來提高Q4的β。Vc為片內振蕩器充放電電容上的鋸齒波電壓，Vc的變化范圍為V1-V2。其中V2和V1分別為振蕩器充放電的高、低設定電壓值。
此電路主要任務是將電容上的鋸齒波電壓轉換成所需要的斜坡電流。
3．2電流采樣電路
圖4所示為本系統中的電流采樣電路。該電流采樣電路由三部分組成：采樣電路、緩沖級電路和電壓／電流(V／I)轉換電路。其中采樣電路采樣得到反映電感電流的電壓VSEN后，可經過優化處理的緩沖級電路進行電平平移，從而得到VSEN’，以避免采樣電壓受到后級電路的影響，即：
基爾霍夫電流相關文章:基爾霍夫電流定律
評論