基于反相SEPIC的高效率降壓/升壓轉換器的實現

許多市場對高效率同相DC-DC轉換器的需求都在不斷增長，這些轉換器能以降壓或升壓模式工作，即可以將輸入電壓降低或提高至所需的穩定電壓，并且具有最低的成本和最少的元件數量。反相SEPIC（單端初級電感轉換器）也稱為Zeta轉換器，具有許多支持此功能的特性（圖1）。對其工作原理及利用雙通道同步開關控制器ADP1877的實施方案進行分析，可以了解其在本應用中的有用特性。

圖1. 反相SEPIC拓撲結構

初級開關QH1和次級開關QL1反相工作。在導通時間內，QH1接通，QL1斷開。電流沿兩條路徑流動，如圖2所示。第一條路徑是從輸入端經過初級開關、能量傳輸電容(CBLK2)、輸出電感(L1B)和負載，最終通過地流回輸入端。第二條路徑是從輸入端經過初級開關、地基準電感(L1A)和地流回輸入端。

圖2. 電流流向圖；QH1閉合，QL1斷開

在關斷期間，開關位置剛好相反。QL1接通，QH1斷開。輸入電容(CIN)斷開，但電流繼續經過電感沿兩條路徑流動，如圖3所示。第一條路徑是從輸出電感經過負載、地和次級開關流回輸出電感。第二條路徑是從地基準電感經過能量傳輸電容、次級開關流回地基準電感。

圖3. 能量傳輸圖；QL1閉合，QH1斷開

應用電感伏秒平衡原理和電容電荷平衡原理，可以求得方程式1所規定的均衡直流轉換比，其中D為轉換器的占空比（一個周期的導通時間部分）。

(1)

上式表明：如果占空比大于0.5，輸出端將獲得較高的調節電壓（升壓）；如果占空比小于0.5，調節電壓會較低（降壓）。此外還可分析得到其它相關結果：在無損系統中，能量傳輸電容(CBLK2)上的穩態電壓等于VOUT；流經輸出電感(L1B)的直流電流值等于IOUT；流經地基準電感(L1A)的直流電流值等于IOUT × VOUT/VIN。該能量傳輸電容還能提供VIN至VOUT的隔直。當存在輸出短路風險時，此特性很有用。

分析還顯示，反相SEPIC中的輸出電流是連續的，對于給定輸出電容阻抗，會產生較低的峰峰值輸出電壓紋波。這就允許使用較小、較便宜的輸出電容；相比之下，在非連續輸出電流拓撲結構中，為了達到同樣的紋波要求，需要使用較大且昂貴的電容。

通常，次級開關(QL1)是一個單向功率二極管，它會限制這種拓撲結構的峰值效率。然而，利用ADI公司雙通道同步開關控制器ADP1877（見附錄）的一個通道，并采用雙向MOSFET作為次級開關，可以設計一個“完全同步配置”的反相SEPIC。這樣，峰值效率將大大提高，同時可以降低輸出電流大于1 A的轉換器尺寸和成本。

圖4顯示完全同步反相SEPIC配置的功率級，它利用ADP1877實現，只需要三個小型、廉價的額外器件（CBLK1、DDRV和RDRV），其功耗可以忽略不計。

圖4. 同步反相SEPIC的功率級，利用ADP1877的通道1實現

反相SEPIC的理想穩態波形如圖5所示。通道1開關節點SW1（見附錄圖A）在VIN + VOUT （導通時間內）和0 V（關斷時間內）之間切換。將電荷泵電容CBST, 連接到SW1，以便在導通時間內將約為VIN + VOUT + 5 V的電壓施加于高端內部驅動器的自舉上電軌（BST1引腳）和高端驅動器的輸出（DH1引腳），從而增強初級浮空N溝道MOSFET開關QH1。箝位二極管DDRV, 確保穩態輸出期間CBLK1上的電壓約為VOUT+VFWD(DDRV)，該電壓參考ADP1877的DH1引腳到QH1柵極的電壓。在關斷時間內，當X節點電壓約為–VOUT時，CBLK1上的電壓阻止初級開關產生高于其閾值的柵極-源極電壓。

圖5. 同步反相SEPIC的理想波形（忽略死區）