單相正弦脈寬調制逆變器的設計

正弦波電壓u_a由函數發生器ICL8038產生。ICL8038引腳和具體的接法如圖4所示。正弦波的頻率由R₁，R₂和C來決定，f=，為了調試方便，我們將R₁及R₂都用可調電阻，R₂和R是用來調整正弦波失真度用的。在實驗中我們測得當f=50Hz時，R₁＋R₂=9.7kΩ，其中C=0.22μF。正弦波信號產生后，一路經過精密全波整流，得到饅頭波u_c，另一路經過比較器得到與正弦波同頻率，同相位的方波u_b。u_c與1V基準經過加法器后得到u_d，u_d輸入到SG3524-2的腳1，腳2與腳9相連，這樣u_d和鋸齒波將在SG3524-2內部的比較器進行比較產生SPWM波u_e。分相電路用一塊二輸入與門74LS08和一塊單輸入非門74LS05所組成。u_b和u_e加到分相電路后就可以得到驅動信號u_f和u_g，再將u_f和u_g加到MOS管驅動電路的光耦原邊，就可以實現正弦脈寬調制。

圖4 ICL8038用于正弦波信號發生

2.3 驅動電路設計

設計的驅動電路如圖5所示，它由驅動脈沖放大和5V基準兩部分組成。脈沖放大包括光耦V_o1，R₁和R₂，中間級的V_T1，推挽輸出電路V_T2和V_T3，對高頻干擾信號進行濾波的C₁；5V基準部分包括R₄，V_Z1和C₂，它既為MOS管提供－5V的偏置電壓，又為輸入光耦提供副邊電源。其工作原理是：

1）當光耦原邊有控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦導通，使V_T1基極電位迅速下降，V_T1截止，導致V_T2導通，V_T3截止，電源通過V_T2，柵極電阻R₅，使MOS管導通；

2）當光耦原邊無控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦不導通，使V_T1基極電位上升，V_T1導通，導致V_T3導通，V_T2截止，MOS管柵極電荷通過V_T3，柵極電阻R₅迅速放電，－5V偏置電壓使之可靠地關斷；

3）電阻R₅和穩壓管V_Z2，V_Z3用以保護MOS管柵極不被過高的正、反向電壓所損壞；

4）光耦V_o1采用組合光敏管型光耦6N136，具有光敏二極管響應速度快，線性特性好，電流傳輸大的優點，能滿足實驗的要求。

圖5 MOS管驅動電路原理圖

2.4 過流保護電路

過流保護是利用SG3524的腳10加高電平封鎖脈沖輸出的功能。當腳10為高電平時，SG3524的腳11及腳14上輸出的脈寬調制脈沖就會立即消失而成為零。過流信號取自電流互感器（對SG3524-1芯片串接在工頻變壓器的副邊，對SG3524-2芯片串接在濾波電路前），經整流后得到電流信號加至如圖6所示過流保護電路上。過流信號加至電壓比較器LM339的同相端。當過流信號使同相端電平比反相端參考電平高時，比較器將輸出高電平，則二極管D₂將從原來的反向偏置狀態轉變為正向導通，并把同相端電位提升為高電平，這一變化將使得電壓比較器一直穩定輸出高電平封鎖脈沖，則Boost電路停止工作，在正常狀態下，比較器輸出零電平，不影響Boost電路工作。

圖6 過流保護電路

2.5 反饋調壓電路

反饋調壓電路圖如圖7所示。當逆變器正常工作時，逆變器的輸出信號接反饋變壓器，其二次電壓經整流，濾波，分壓得到反饋電壓u_o，顯然，u_o的大小正比于逆變器的輸出電壓。調節W₁可調節負反饋電壓的大小，從而調節逆變器輸出電壓的幅值。u_o控制信號被送到SG3524-1芯片的誤差放大器的反相端腳1。誤差放大器的同相端腳2接參考電平。這樣，SG3524的輸出脈沖的占空比就受到反饋信號的控制。調節過程是這樣的，當逆變器輸出因突加負載而降低時，它會使加在SG3524-1的腳1的輸入反饋電壓下降，這會導致SG3524-1輸出脈沖占空比增加，從而使得Boost電路輸出電壓升高，逆變橋的直流電壓升高，逆變器輸出交流電壓升高。反之亦然。可見，正是通過SG3524-1的脈寬調制組件的控制作用，實現了整個逆變器的輸出自動穩壓調節功能。

圖7 反饋調壓電路

3 逆變器的實驗結果

按本設計的SPWM逆變器方案試制了樣機，其額定輸出功率為300W，濾波器參數取L=0.7mH，C=5μF，濾波效果較好，樣機的輸出電壓如圖8所示。從直觀看，電壓波形正弦度較好（因條件所限，尚未測試THD）。用此樣機帶負載運行，效果較好。實驗表明，本文提出的系統方案是切實可行的，可以用在鐵路、冶金等大功率非線性用電設備附近，作為對電網輸入電壓要求較高的一類負載（如檢修、測試設備）的電源。另外，為了滿足客戶的要求，本電路還可以提供60Hz/110V的正弦電源。

圖8 輸出電壓波形