有源箝位ZVSPWM控制串聯諧振變換器中提高同步整流效率的研究

在這一方案中，模態1和模態3是由于存在由Lr，Cr組成的諧振電路的存在而出現的。同步整流MOSFET在諸如模態1和模態3這樣的死區間隔內工作。因此，S3和S4的ZVS實現了。如果沒有這一串聯諧振電路，將不會出現模態1和模態3；那么，由于在模態2和模態4之間轉換時間短且轉換電壓電流幅度大，將會由于存在寄生參數而造成很大的開關噪聲。

42帶耦合電感倍流型整流電路

在圖5所示變換器中，其輸出電感是獨立的。為了減少磁芯的數目，如果讓這兩個電感耦合到一起，如圖7所示，則其工作模態分析如圖8所示。參數值和工作模態轉換順序和前面分析相似。在這種整流電路中，能量回饋現象不再出現。同樣，效率下降的原因也被消除了。

經過實驗和對輸出電流和輸入電壓各個采樣點的分析，計算出的效率曲線比較圖如圖9所示。從中心抽頭型，倍流帶獨立輸出電感型和倍流帶偶合輸出電感型三種電路的效率特性比較中可以看出：通過倍流整流技術，在輕載條件下，效率得到了提高，如圖9(a)所示。另外用倍流型電路后，當輸入電壓偏離48V時，對效率提高有了很大的作用，在負載為3.3V和5A，且輸入電壓在從40V到60V這一大范圍內變化時，仍獲得了高于85％的效率，如圖9(b)所示。

5結語

電流諧振工作模式被認為對開關變換器的高效率設計非常有效。然而，在中心抽頭型同步整流電路

圖6圖5中所示變換器的工作模態

(a)模態1

(b)模態2

(c)模態3

(d)模態4

圖7具有帶耦合電感的倍流同步整流電路的ZVSPWM控制串聯諧振變換器

(a)模態1

(b)模態2

(c)模態3

(d)模態4
圖8圖7中所示變換器的工作模態

中，當輸入電壓偏離特定值時，效率會下降。同時也說明了效率下降的原因是能量回饋給輸入端所致。為解決此問題，倍流型同步整流電路被提出用于ZVS－PWM串聯諧振變換器，從而使效率下降的原因被消除，在負載為3.3V和5A，且輸入電壓在從40V到60V這一范圍內變化時，得到了85％的效率。