采用變壓器次級輔助繞組的軟開關PWM三電平變換器

2.1 工作原理^[4][5]

模式1（t₀～t₁） t₀以前S₁已開通，t₀時刻S₂導通，此時v_ab=V_s=V_in/2。由于L_k的存在，i_p不能突變，所以S₂是零電流開通。i_p逐漸增加，但還不足以提供負載電流，D₇與D₈依然同時導通，變壓器次級繞組被鉗位在零電壓，變壓器輔助繞組上的電壓也為零。初級電流如式(1)線性增加

i_p=t (1)

模式2（t₁～t₂） 在t₁時刻，i_p=nI_o(n=N₂/N₁)，初級開始為負載提供能量。輔助電路中的D₉導通，維持電容電壓v_Ch開始充電上升。維持電容的電壓和充電電流由式（2），式（3）給出

v_Ch(t)=n_aV_s[1－cos(ω_at)] （2）

i_ch(t)=－sin(ω_at) （3）

式中：Z_a=為諧振電路的特征阻抗；

ω_a=為諧振頻率；

n_a=N₃/N₁為變壓器輔助繞組與初級繞組的匝比，它小于變壓器次級與初級匝比n=N₂/N₁的一半（忽略漏感和次級整流二極管的結電容間的寄生影響，以簡化工作過程的分析）。

模式3（t₂～t₃） t₂時刻，L_k與C_h完成了半個諧振周期，V_Ch=2n_aV_s，電容C_h試圖通過D_h放電，然而V_ChV_rec，所以D_h反偏。維持電容C_h保持電壓不變，輸出功率由主繞組承擔。

模式4（t₃～t₄） t₃時刻S₁關斷，i_p給C₃充電，C₃上電壓逐漸上升，所以S₁是零電壓關斷。同時C₄放電，此時L_k和輸出濾波電感L_f相串聯，L_f一般很大，i_p近似不變，類似于一個恒流源，C₃電壓線性上升，C₄電壓線性下降。

v_C3(t)= （4）

v_C4(t)=V_s－ （5）

初級電壓v_ab=v_C4，次級整流電壓與初級電壓下降的斜率相同。

模式5（t₄～t₅） t₄時刻次級整流電壓下降到維持電容電壓V_Ch，此時二極管D_h導通，整流電壓隨著維持電容電壓變化（設C_h比C₃，C₄大得多），C_h開始為負載提供部分電流。因為漏感儲能仍使C₃充電C₄放電，初級電壓幾乎按與先前同樣的斜率下降，這意味著次級整流電壓比初級電壓下降得慢。初級電壓與次級反射電壓之差加在漏感上，初級電流i_p開始下降。折算到初級的簡化等效電路如圖3(a)所示，初級電流和電壓以及次級電壓為

i_p(t)=nI_ocos(ω_bt)＋nI_o （6）

v_ab(t)=sin(ω_bt)－ （7）

（a）模式5 (b)模式6 (c)模式7

圖3 簡化等效電路圖

V_rec(t)=－sin(ω_bt)＋t＋2n_aV_s （8）

式中：ω_b=；

C_eq=C₃＋C₄。

模式6（t₅～t₆） t₅時刻，C₃的電壓上升到V_s，C₄的電壓下降到零，v_ab=0，此時D₄自然導通。D₄導通后，C₄的電壓被箝在0，因此可零電壓開通S₄，S₄與S₁驅動信號之間的死區時間應大于(t₅－t₃)。次級電壓折算到初級后都加在漏感上，初級電流迅速下降。折算到初級的簡化等效電路如圖3(b)所示。初級電流和次級電壓為

i_p(t)=I_acos(ω_ct)－sin(ω_ct)＋I_a （9）

v_rec(t)=nI_aZ_csin(ω_ct)＋V_acos(ω_ct) （10）

式中：Z_c=；

ω_c=；

i_p(t₅)=I_a；

v_rec(t₅)=V_a。