高功率因數的大功率開關電鍍電源研究

1·引言

傳統電鍍電解直流電源采用晶閘管相控整流模式，導致電網側諧波大、功率因數低。現代電鍍電解開關電源采用二極管整流-IGBT逆變橋-高頻變壓器耦合-低壓整流的拓撲結構，具有體積小、效率高、直流電壓紋波小的優點，但直流母線采用大電容濾波，同樣會導致網側電流畸變、功率因數降低。鑒于電鍍電源要求輸出直流低電壓和大電流，設計的電源采用電壓空間矢量控制三相PWM整流器，從而實現了功率因數校正。采用IGBT全橋逆變，高頻變壓器耦合輸出，最后通過倍頻整流和LC濾波，使直流輸出電壓的質量和裝置能量密度顯著提高。

文中介紹的電鍍用開關電源，其滿載輸出功率為60kW，輸出電壓為12V，輸出電流為5kA，且連續可調。通過采用三相PWM整流技術控制相電流實現正弦波。理論分析、仿真及實驗表明，該電路實現了輸入電流的高功率因數整流和低電流畸變，有效抑制電鍍電源的網側電流諧波。同時采用全橋零電壓軟開關控制方式，有效減少了功率損耗。

2·主電路拓撲結構

鑒于大功率的輸出，高頻逆變部分采用以IGBT為功率開關器件的全橋拓撲結構。

圖1示出電源主電路，包括：工頻三相交流電輸入、整流橋、濾波電感電容、高頻全橋逆變器、高頻變壓器、輸出整流環節、輸出LC濾波器等。其中，C1為小電容，用于濾除尖峰脈沖帶來的毛刺；C2為大容量電容；VTi（i=1～4）構成全橋逆變器；Cz為防止變壓器發生磁偏的隔直電容。

盡管目前廣泛采用軟開關技術實現大功率開關電鍍電源的設計方案比以前晶閘管相控整流方式效果更佳，但仍存在損耗大、功率因數低以及諧波等問題，故三相功率因數校正成為研究熱點。為此，在設計中增加了功率因數校正環節，從而有效地提高了電源的功率因數和效率。

3·三相PWM高功率因數整流環節

三相PWM高頻整流電路的主要原理是通過對PWM整流電路的適當控制，使輸入電流非常接近于正弦波，且和輸入電壓同相位，功率因數近似為1，因此，該整流電路可稱為高功率因數整流器。圖2示出基于三相PFC的電鍍電源系統框圖，其中前級為三相PFC及其控制電路。

3.1整流環節電路拓撲

圖3示出三相PWM高頻整流拓撲，整流主電路由6個IGBT與快速恢復二極管構成，系統中的電流方向如圖所示。

設三相對稱，定義開關函數：當Sg=1（Sg*=0）時，上橋臂開關管導通，下橋臂開關管截止；而當Sg=1（Sg*=0）時，開關管導通情況相反，其中g=a，b，c。

3.2電壓空間矢量原理

三相PWM整流器采用電壓空間矢量控制，定義三相電壓型PWM整流器網側輸入電壓矢量為：

根據三相PWM整流器開關信號S的定義，整流器有8種導通模式，對應的空間電壓矢量：U0（000），U1（100），U2（110），U3（010），U4（011），U5（001），U6（101），U7（111），其中U1～U6為6個非零有效矢量，U0和U7為兩個零矢量。在一個電流采樣周期內，開關管的導通總是以零矢量開始并以零矢量結束。用6個非零矢量和兩個零矢量去逼近電壓圓，整流器三相橋輸入端會得到等效的三相正弦波波形。可用兩個相鄰非零矢量和兩個零矢量去逼近任一空間電壓矢量，從而三相橋輸入為等效正弦波。因此，在系統運行的一個電網周期內，可以在空間中形象地用6個區域來劃分電網空間電壓矢量所在的位置：Ⅰ區θ=0～π/3；Ⅱ區θ=π/3～2π/3；Ⅲ區θ=2π/3～π；Ⅳ區θ=π～4π/3；Ⅴ區θ=4π/3～5π/3；Ⅵ區θ=5π/3～2π。

按上述定義對電壓空間矢量進行合理分配，控制好零矢量的作用時間，形成等幅不等寬的PWM脈沖波，最終實現追蹤磁通的圓形軌跡，即實現SVPWM控制。因為直流側電壓Udc與整流器輸入電流im（m=a，b，c）互相影響，使控制變得困難，因此提出了很多不同的控制方法。在采用電壓SVPWM控制系統中，根據文獻采用直接計算合成參考電壓的方法，定義空間矢量如下：