基于 ZETA 拓撲結構的 DC/DC 轉換器設計

占空比

假設 100% 效率占空比 D，用于 CCM 運行的 ZETA 轉換器，其為：

它還可以被重寫為：

Dmax 出現在 VIN(min)，而 Dmin 出現在 VIN(max)。

選擇無源組件

設計任何 PWM 開關調節器的首要步驟之一便是決定允許多少電感紋波電流 ΔIL(PP)。過多會增加 EMI，而過少又會導致不穩定的 PWM 運行。一般原則是給 K 分配一個介于 0.2 和 0.4 平均輸入電流之間的值。理想紋波電流的計算如下：

在理想緊密型耦合電感中，每個電感的單芯上都有相同的繞組數，這時耦合迫使紋波電流在兩個耦合電感之間等分。在現實耦合電感中，電感并沒有相等的電感，并且紋波電流也不會完全相等。無論如何，在理想紋波電流值的情況下，如果存在兩個單獨的電感，則我們將耦合電感中要求的電感估算為實際需要的一半，如方程式 4 所示：

為了能夠承受負載瞬態，在高端電感中，耦合電感的飽和電流額定值需至少為穩態峰值電流的 1.2 倍，其計算方法如方程式 5 所示：

請注意，IL1b(PK) = IOUT +ΔIL/2，其小于 IL1a(PK)。

與降壓轉換器一樣，ZETA 轉換器的輸出有非常低的紋波。方程式 6 計算了完全由電容值引起的輸出紋波電壓部分：

其中 fSW(min) 為最小開關頻率。方程式 7 計算了完全由輸出電容 ESR 引起的輸出紋波電壓部分：

請注意，這兩個紋波電壓部分均被相移，且不直接相加。就低 ESR（例如：陶瓷電容）電容而言，可以忽略 ESR 部分電壓。要想滿足應用的負載瞬態要求，最小電容限制是必需的。

輸出電容必須有一個大于電容 RMS 電流的 RMS 電流額定值，其計算方法如方程式 8：

輸入電容和耦合電容吸取和下拉的電流電平相同，但開關周期相反。與降壓轉換器類似，輸入電容和耦合電容都需要 RMS 電流額定值，

方程式 10a 和 10b 計算了完全由各自電容器電容值引起的輸出紋波電壓部分：