單端正激式開關電源的驅動電路的設計

光耦反饋電路實際由兩部分構成：

① 由反饋繞組NF、高頻整流濾波器構成的非隔離式反饋電路，反饋電壓UFB為光敏三極管提供偏壓;

② 由取樣電路、外部誤差放大器、光耦合器構成的隔離式反饋電路，它將U。的變化量直接轉換成控制電流Ic。其中，UFB基本不受交流輸人電壓u變化的影響，而Ic則與Uo變化有關。僅當u寬范圍變化而負載穩定時Ic才與△U有關。

2、放大過程的選擇

該誤差放大器，如圖4所示，極為特殊，它不同于普通的誤差電壓放大器，并且只有一個輸入控制端。當輸出電壓發生波動且變化量為△Uo時，通過取樣電阻分壓之后，就使TL431的輸出電壓UK也產生相應的變化量，進而使LED的工作電流IF改變，最后通過控制端電流Ic的變化量來調節占空比D，使Uo產生相反的變化，從而抵消了△Uo的波動。上述穩壓過程亦可歸納成:

UO↑UK↓IF↑IC↑D↓Uo↓最終使Uo不變。

圖4 誤差放大電路

3、TOPSwitch-GX系列單片開關電源的選擇

ToPswith-GX是高性價比的單片開關電源。以下是固定輸入時PD與η、Po的關系曲線：

TOPSwitch—Gx系列產品在固定輸入條件下，當uo=十12V時，芯片功耗(PD)與電源效率η)、輸出功率(Po)的關系曲線，分別如圖3.2.1所示。現規定以下條件：開關頻率f=132kHz;交流輸人電壓u=230v±15%;輸入濾波電容CIN的容量按1uF/w的比例系數選取;感應電壓UOR=135v：捅極鉗位電壓UB=200V。

圖5芯片功耗(PD)與電源效率η)、輸出功率(Po)的關系曲線

漏極鉗位電路中可以并聯上Rc網絡，以減少瞬態電壓抑制器的損耗;輸出整流管采用肖持基二極管，5v輸出時肖特基二極管的正向壓降為0.45V、反向 耐 壓為45V，12v輸出時分別為0.54v、100v;TOPSwitch在額定輸出時的最高結溫TJMAX=100℃(僅Y封裝為110℃)。圖中，橫坐標代表Po縱坐標代表η所給出的八條實線依次為電源效率，虛線則表示芯片功耗的等值線。若要使用陰影區內的曲線部分，應選更大功率的輸出整流管并增加濾波電容的容量，此時電源效率會降低些。由于該設計的開關電源是固定輸入，輸出為12v、30w：從圖5可以看出，當Po=30w可選TOP243、TOP244，用TOP243時效率83.8%，功耗1.3w;用TOP244時效率84.9%，功耗1w;鑒于價錢相差不大，考慮用了TOP244。

4、漏極保護電路的選擇

鑒于在功率MOSFET關斷的瞬間，高額變壓器的漏感會產生尖郵電壓UL,另外在Np上還臺產生成應電壓(即反向電動勢)UOR，二者登加在直流楊入電壓UI上。在典型情況下，UIMAX=380V，UL≈165V，UOB=135V，即UIMAX十UL十UOB≈680v。這就要求功率MOSFET至少應能承受700v的高壓，即U(BR)DS≥700v，同時還必須在漏極增加鉗位電路，用以吸收尖均電壓，保護功率MOSPET不受損壞。鉗位電路由VD1、R3、C1組成，VD1選用反向耐壓為1000V的快速高效整流二極管HER108。當MOSFET導通時，NP的電壓極性上端為正，下端為負，使VDl截止，鉗位電路不起作用。在MOSFET截止瞬間，NP變為下端為止，上端為負，此時VDl導通，尖峰電壓就被R12、R9和C11吸收掉。如圖6所示：

圖6 漏極保護電路

四、總結

設計完畢后，會做一些試驗，這里只告訴大家做了哪些試驗，可以做空載試驗，和帶金屬負載試驗。大家可以根據自己動手的情況好好體會該設計的獨特之處。