如何使電源模塊性能達到最優化

當設計電源-轉換器布局時，首先要考慮的是兩個開關電流回路的物理環路面積。雖然它們主要隱藏在電源模塊中，但了解這兩個回路中的每個電流路徑是非常重要的，因為這些電流回路不僅僅局限在模塊中。在圖1所示回路1中，電流從輸入儲能電容(Cin1)流出，然后在其導通時間期間流經內部高邊金屬氧化物半導體場效應管(MOSFET)，緊接著流經內部電感器和輸出旁路電容 (CO1)，最終流回輸入旁路電容。回路2是在內部高邊 MOSFET 的關斷時間期內和低邊 MOSFET 的導通時間期內形成的。如圖所示內部電感器中儲存的能量流經輸出旁路電容和返回至接地的低邊MOSFET。兩個回路中不重疊的區域，包括兩個環之間的邊界是高 di/dt 電流區域。輸入旁路電容 (Cin1) 在提供變換器高頻電流和將電流送回其電源的過程中起著非常關鍵的作用。

圖1 電源模塊兩個回路圖

輸出旁路電容 (CO1) 不提供大的交流電流，但用作高頻開關噪聲濾波器。基于這些原因，輸入和輸出電容應盡可能近地置放在模塊上各自的 VIN 和 VOUT 引腳上。如圖2所示，旁路電容和各自 VIN 和 VOUT 引腳之間的徑跡要盡可能短而寬，從而最大限度地減少這些連接的電感。

圖2 SIMPLE SWITCHE 電源模塊

最小化電感的布局有兩個主要好處。第一個好處是分別通過提高能量在 Cin1 和 CO1上的來回傳送來改善部件的性能。這將確保該模塊具有良好的高頻旁路，以最小化高di/dt 電流引起的感應電壓峰值。這最大限度地減低了噪聲和對設備的電壓應力，從而確保了正常工作。第二個好處是最大限度地降低了電磁干擾 (EMI)。

低寄生電感引腳的電容對更高的頻率表現出低阻抗，從而減低傳導發射。推薦使用陶瓷 (X7R 或 X5R) 或其他低 ESR 型電容。如果其他電容置放在靠近接地和VIN處，唯一有效的的辦法就是添加更多的輸入電容。由于其設計，SIMPLE SWITCHER 電源模塊本身具有較低的輻射和傳導 EMI。不過，按照本文中討論的布局指引，就可以極大地優化電源模塊的性能。

返回電流的路由常常被忽略，然而它們在任何電源設計優化中都發揮著重要作用。同樣，Cin1 和 CO1 的接地徑跡應盡可能短而寬，并使用外露焊盤直接連接。這點非常重要，因為輸入電容 (Cin1) 的地端流過很大的交流電流。

模塊(包括外露焊盤)、輸入和輸出電容、軟啟動電容和反饋電阻的接地引腳均應與PCB 上的回流平面相連。該回流平面用作一個非常低的電感電流返回路徑和散熱器，這點將在下一節討論。

反饋電阻的布置也應盡可能接近模塊的反饋(FB)引腳。使 FB 引腳和反饋電阻的中心抽頭之間的徑跡盡可能短，這對于在該高阻抗節點最小化電勢噪聲的捕獲非常重要。選用時，補償部件或前饋電容的布置應盡可能地靠近上部反饋電阻。

散熱設計建議

模塊的緊湊布局所獲得的電氣方面的益處與散熱設計的要求無法兼顧，因為相同的功率需要從較小的空間消散。考慮到這一點，SIMPLE SWITCHER 電源模塊在電連接至接地的封裝件背面設計有一個單獨的裸露大焊盤。該焊盤從內部 MOSFETs(絕大部分熱量在此產生)到 PCB 均具有極低的熱阻。

從半導體結到這些設備的外殼的熱阻 θJC 為 1.9°C/W。一個在業界很棒的θJC ，但是如果從外殼到環境空氣的熱阻 (θCA) 過大，那么低 θJC 也沒有什么意義。當環境空氣未提供低阻抗散熱路徑時，熱量將積聚在裸露焊盤處。

θCA 由什么決定呢?從裸露焊盤到環境空氣的熱阻完全由 PCB以及任何相關的散熱器的設計所決定。

圖3 作為熱阻的模塊和PCB

讓我們快速了解下如何用PCB完成一個不使用散熱器的簡易散熱設計。圖3 圖示說明的是作為熱阻的模塊和PCB，由于結點和外殼頂部之間相對較高的熱阻，與結點到裸露黏晶焊盤的熱阻相比，在首次預估結點到環境空氣的熱阻θJA時，θJT 散熱路徑可忽略。

散熱設計的第一步是確定需要消耗的功率是多少。通過模塊 (PD) 消耗的功率可從數據表中所列出的效率圖 (η) 輕易地計算得到。

之后，使用我們設計的溫度限值、最大環境溫度 T環境和額定結溫 T結 (125°C) 來確定安裝在 PCB 上的模塊的所需熱阻。

最后，我們可使用已大大簡化的PCB 表面(在頂層和底層上帶有完整的一盎司散熱銅和無窮多個散熱孔)對流換熱近似值來確定確定散熱所需的電路板面積：

這個所需 PCB 電路板面積的近似值未考慮散熱孔的影響，這些散熱孔常用來將熱量從頂層金屬(封裝件在此處與PCB相連)傳遞到底層金屬。底層常用作第二表面，對流可在此處將熱量從電路板上帶走。要有效估算電路板面積的近似值至少要使用 8-10 個散熱孔。通過以下方程近似得出散熱孔的熱阻：