LDO 噪聲詳解

圖 8 對此進行了描述。CFF 值大于 100nF時，方程式 8 中1 + R1/R2 的放大器增益被抵銷掉。出現這種情況的原因是，盡管低頻噪聲未被 CFF 完全抵銷，但是低頻噪聲對 RMS 計算的總統計平均數影響不大。為了觀察 CFF 的實際效果，我們必需查看噪聲電壓的實際頻譜密度圖(圖9)。圖9表明，CFF=10µF 曲線的噪聲最小，但是某些頻率以上時所有曲線均接近于這條最小噪聲曲線。這些頻率相當于由 R1 和 CFF 值決定的諧振極點頻率。R1 等于 31.6 k 時計算得到的 CFF值，請參見表 2。

表 2 計算得諧振頻率

圖 9 各種 CFF 值的輸出頻譜噪聲密度

降噪 (NR) 引腳的效果

在 NR 引腳和接地之間使用 RC 濾波器電容(CNR)時，GRC 下降。圖 10 表明 RMS 噪聲為 CNR 的函數(參見圖 5)。稍后，我們將在第三段“其它技術考慮因素”中說明這兩條曲線的差異。

圖 10 RMS 噪聲與降噪電容的關系

圖 10 利用 10 Hz 到 100 kHz 更寬融合范圍，來捕捉低頻區域的性能差異。CNR=1pF 時，兩條曲線表現出非常高的RMS噪聲值。盡管圖 10 沒有顯示，但不管是否 CNR=1pF，都沒有 RMS 噪聲差異。這就是為什么在前面小節“放大參考噪聲”中，我們把GRC被看作等于 1 的原因。

正如我們預計的那樣，隨著 CNR 增加，RMS 噪聲下降，并在 CNR=1µF 時朝約12.5 µVRMS 的最小輸出噪聲匯聚。

CFF= 10 µF 時，放大器增益(1 + R1/R2)可以忽略不計。因此，方程式 8 可以簡寫為：

正如我們看到的那樣，VN(Other) 并不受 CNR 影響。因此，CNR 保持 10.5 µVRMS，其由圖 6 所示數據曲線擬合度決定。方程式 10 可以表示為：

接下來，我們要確定 GRC 降噪電容的影響，這一點很重要。圖 10 中曲線的最小測量噪聲，讓我們可以將方程式10改寫為：

其中，求解VN(REF) × GRC 得到 2 µVRMS。增加 CNR 會使參考噪聲從19.5 µVRMS降至 2 µVRMS，也就是說，在 10 Hz 到 100 kHz 頻率范圍，GRC 從整數降至 0.1 (2/19.5) 平均數。