驅動LED陣列的同步降壓開關電源

M1包括D3 R1，構成非對稱驅動電路。在這個設計的早期版本中可以發現，穿通電流是一個問題。穿通定義為，由于M1和M2同時導通，電流直接從VBATT流到GND 。控制驅動M1 和 M2的時機非常重要，因此添加R1來延緩M1的導通時間。這可使M2有足夠的時間，以便在M1導通時M2斷開。CS5165A提供了一定的不重疊時間，但是增加這個電路的收獲更多。當驅動周期反向時，二極管D3 減小了M1的關斷時間。而當M2必須導通而且M1必須快速關斷時，這減少了穿通現象。

另一個減少穿通現象并且提高效率的電路是D5、R5 C6的網絡。在開關節點存在高dV/dT的情況下，下部MOSFET M2 可以通過它自己的漏極-柵極電容導通。增加D5、R5 C6可以減少這種效應：當IC的下部MOSFET驅動信號(VgateL)變高時，電流會流過二極管和電阻到FET的源極。這個電流會在電容上建立一個電壓，大小等于二極管上的壓降。二極管D5是一個雙二極管，所以電壓大約為1.2V。那么，當下部MOSFET驅動信號 (VgateL)驅動到地時，由于C6上的電壓，M2的柵極實際上驅動到地以下。這個電壓足夠使上部MOSFET M1導通時關斷M2。

最后，用放大器放大RSENSE1上產生的檢測電壓。實現的電路是一個差動配置，電壓增益為10。因此，RSENSE1上產生的電壓，在穩流的整個范圍內，在125 mV和354 mV 之間變化。結果是，和用直接正向檢測電阻方法比較，其功耗為1/10。如果RSENSE1 是0.7 歐姆而不是0.07歐姆，在檢測電阻上就要浪費大約18瓦!

性能

按照原理圖建立電路后，得到了以下性能數據。首先，繪出實際的輸出電流IOUT ，作為是可編程參考電壓VREF的函數的曲線。VREF可以從1.340 V 到2.090 V以50 mV的步長，以及在 2.140 V 到 3.540 V以100 mV的步長進行選擇。其性能在圖6中一目了然。

圖6中所畫的值代表9 V 到15 V測試輸入電壓的工作情況。注意到設置值從50 mV 步長變到100 mV 步長處有清楚的反射點。通過改變RSENSE1的值可以簡單的改變此電路的總體工作范圍。也注意到對于各種輸入電壓，IOUT 的改變很小。

下面的一組工作波形如圖7所示。注意到工作頻率發生改變，因為 CS5165A 是一個恒定關斷時間的控制器。元件C12設置了關斷時間的值。關斷時間保持固定，而導通時間會根據負載要求而改變。在這種情況下，負載電流改變，將增加LED 陣列上的壓降。在經典的穩壓器中，占空比根據步降電壓比改變。因為電壓比隨不同的負載電流有效的改變，占空比也發生變化。注意到圖7中的波形測量值就可以得出這些結果。也要注意通過L1的紋波電流。

下面簡單地探討效率問題。以下討論參見圖8。可以看到，電路一般在較低的輸入電壓和較重的負載時效率最高。在所有工作情況下，總的效率不會低于75%。

結論

總的來說，較高輸入電壓時效率較低，因為啟動電路和CS5165A允許的最大輸入電壓有限制。齊納二極管D4選作為一個18V器件。考慮到Q1的基極 - 發射極 的~0.7V結壓降，這仍然可使CS5165A上施加了17.3V電壓。盡管這稍微超過了數據表上的最大VCC 值，但依然可使上部MOSFET在較高的VBATT 值時被稍微驅動。如果上部MOSFET驅動得太輕，它將會工作在歐姆區，會在MOSFET中引起比預計更多的導通損耗。

本文描述的電路滿足了驅動高功率并聯LED 陣列的目標。這種方法的一些限制在于LED 陣列自身的配置。各種并聯與分支電路會根據LED器件匹配情況承載不同的電流。嘗試監視并控制各個分支電路比重新安排陣列需要更多的努力。處理這種限制的更好陣列是串聯所有LED器件，并且從汽車電池升壓，以滿足要求。這種方法也有其缺點。但是，一旦有了并聯LED 陣列，此電路能提供許多有用的功能來驅動這樣的配置。