電壓型PWM并網逆變器

l 電壓型并網逆變器的系統分析
l.l 電壓型單相并網逆變器的理想模型
作為并網用的逆變器，一般的理想狀態為：
1)網側功率因數λ=1，即網側電流iN無畸變且與網側電壓uN相位一致，這樣回饋至電網的只有有功功率。
2)能夠實現回饋電流iN的快速調節；
3)具有能量雙向流動的能力，除了向電網回饋能量外，在一定條件下，電路還可處于整流模式，從電網吸收能量能夠實現上述理想的逆變電路狀態，并認為電路內部沒有損耗，則得到理想模型如圖1(a)所示。

1.2 三相電壓型并網逆變電路的模型
電壓型三相橋式逆變電路的主電路如圖2所示。由圖2可以看出三相橋式電路是單相半橋電路的擴展，在拓撲結構上是完全相似的，其中各相輸入電感相等，電網各相電壓均為正弦波。

三相并網逆變電路的等效電路模型如圖3(a)所示，0點為電網中點，0′為直流側濾波電容中點，Rs為電感電阻，其他同單相電路。圖3(b)為a相等效電路的相量圖。

三相并網逆變器交流側的方程為

逆變部分一般考慮SPWM調制的三相電路，三相橋式電路的控制脈沖時序分布和單相的相似，調制信號為三相正弦波uga、ugb和ugco分析得知逆變器輸出線電壓波形是一個單極性SPWM波形，其輸出幅值為Uio假想直流電源中點O′，則可推出三相SPWM逆變電路相電壓基波表達式為

對于逆變橋的輸入電流id,由單相電路分析的結果，每個橋臂從直流側吸取的電流存在二次諧波，三相電路中每個半橋單元從直流側吸收的電流為

將三相電流疊加后即可得到直流側電流id的表達式為

由式(4)可知，當電路在三相對稱條件下，逆變器的輸入電流為恒定的直流，而不存在二次電流分量，電路的直流側輸入不需要二次諧波吸收電路。三相逆變器的輸人瞬時功率也隨之恒定，而單相逆變器的輸入電流存在二次電流分量，輸入功率也不恒定，如圖l所示。這點是三相逆變器不同于單相逆變器之處，因此，單相逆變器的直流側濾波電容需要濾除高頻和低頻的紋波，而三相逆變器的直流側濾波電容僅需要濾除高頻紋波即可，其容量可以比單相的小。

2 電壓型PWM并網逆變器試驗
在前述理論分析的基礎上，研制了一臺基于數字式DSP控制的電壓型單相全橋PWM并網逆變器。

2.1 主電路的結構及電路參數的選擇
數字式電壓型能量回饋系統的逆變主電路結構如圖4所示。主電路的開關器件選用IGBT―IPM模塊PM75CVAl20，交流側為工頻單相220V，Ui為直流輸入電壓，須大于310 V；Cd1和Cd2為直流濾波電容，LN、為交流側濾波電感；A1為電流霍爾元件，V1．為電壓檢測傳感器；K1為直流接觸器，K2為交流接觸器；Rc為直流側緩沖電阻。

直流輸入電壓Ui經濾波電容Cdl和Cd2穩壓濾波后輸入逆變器，單相全橋逆變器輸出經濾波儲能電感直接并人電網。電阻Rc是電路啟動時緩沖濾波電容充電用，在充電完成后，接觸器K1閉合，短接電阻Rco。整個系統由DSP芯片TMS320F240控制，對同步電網信號、輸入電壓(V1)和輸出電流(A1)檢測，根據給定觸發控制脈沖，并通過接觸器K2決定并網的時刻。

2．2仿真及試驗波形
運用Matlab仿真，輸入Ui=311V，電網電壓UN=220V，電感值LN=6mH。采用幅值控制的PI閉環調節，圖5是給定電流從5A到20A時電流和電網電壓的仿真波形，電流乘10處理。

圖6所示是本系統在開環條件下電流和電網電壓的試驗波形，可以看到電流波形正弦，相位和電網電壓接近(為了，便于觀看，將電流信號反相)，輸出電流大小為5 A。圖7為電感兩側電壓實驗波形。圖8(a)所示是逆變器工作時輸出倍頻PWM波形，8(b)為放大圖，脈寬呈正弦變化。

圖9為DSP控制輸出脈沖信號，上下橋臂有5 μ的死區(低電平有效)。

直流輸入電壓為：350 V，波形如圖10所示，比較平直。

3 結語
重點分析了電壓型并網逆變系統，提出了單相和三相逆變系統的理論模型。在實驗中制作了一臺單相的電壓型并網逆變系統，系統采用數字化控制方式，達到對系統外圍電路的控制。從實驗給出的結果，可以看到這個系統工作效率高，可靠性好，實用性強。