應用于無線傳感器網絡2. 4 GHz的低噪聲放大器設計

　　該低噪聲放大器增益控制電路采用信號加成模式,增益控制MOS管Mc1、Mc2由VC1控制,Mc3、Mc4由VC2控制。在半電路中,通過改變Vc1可以改變Mc1的通斷,在Id1不變的情況下,則可以改變流過M3 電流Id3。而工作在飽和區的M3 管的跨導gm3可以表示為：

　　所以改變Id3可以改變gm3 , 進而實現放大器增益的改變。

　　1. 2　輸入匹配

　　圖1所示低噪聲放大器輸入端半電路及其小信號等效電路如圖2所示。

圖2　輸入端電路結構及小信號模型

　　首先考慮輸入端未接入M1、M2 柵源間附加電容Cex1、Cex2時的情況。通過輸入端電路小信號模型分析得放大器輸入阻抗為：

　　為了得到最小的噪聲系數, 源阻抗最佳值(最佳噪聲源阻抗) Zop t應滿足：

　　其中,α為共源管跨導與其源漏電導的比值。δ為一常數,γ為一系數, 在長溝道器件中,δ的值約為1. 33,γ的值約為0. 67, 在短溝道器件中, 這兩個值都會因為短溝道效應而變大。定義c為柵噪聲與漏噪聲相關系數, 其值一般為0. 395 j, 為一純虛數,反映了柵和溝道間噪聲引起的的容性耦合程度。

　　源級電感Ls 和柵極電感Lg 不會導致最佳噪聲源阻抗的實部發生變化,而僅對電抗部分產生影響。

　　要實現功率和噪聲同時匹配,必須使輸入阻抗Zin和最佳噪聲源阻抗Zop t共軛匹配, 令Zin = 50 Ω,則有：

　　即：

　　式(6)中有4個方程, 4個未知數,只有一組解,即功率匹配和噪聲匹配同時滿足時, 功耗( Id )是確定的,不可以優化。而在限定功耗的情況下,功率匹配和噪聲匹配則不可能同時滿足。

　　于是在電路設計中就需要在噪聲匹配和功率匹配中進行折中。下面引入M1 管柵源間附加電容Cex ,這樣,輸入阻抗變為：