集成MOSFET驅動器的全橋移相控制器-LM5046(二)

摘要：新推出的全橋移相控制器LM5046，全橋變換器的全部功能，LM5046組成的全橋DC／DC基本電路，內部等效電路。而其具備28個PIN腳功能，文中一一有分解說明。
關鍵詞：全橋移相控制器LM5046；28個PIN腳功能 (上接第8期)

(6)逐個周期式電流限制
CS端由變壓器初級電流信號來驅動，如果CS端電壓超過0．75V電流檢測比較器會立即終止PWM的周期，用一個小的RE濾波器接到CS端并緊靠控制器，用推薦的方法抑制噪聲。內部一個18Ω的MOSFET放掉外部電流檢測濾波器上的電荷，每個周期放電一次，放電MOSFET在一個新的PWM周期開始后導通40ns，做前沿尖刺消隱，電流檢測比較器非常快速地去響應，以縮短噪聲脈沖，對電流檢測濾波器和檢測電阻布局時非常關鍵，電容與CS端濾波器必須緊靠器件，并直接接到CS和AGND端。如果用電流互感器，其兩個引線緊繞濾波網絡，并緊靠IC。當用電流檢測電阻時，所有對噪聲敏感的小功率地線連接都要接在一起，然后接于AGND，并用單一線再接至功率地。
(7)打嗝工作模式
LM5046提供一個限流重起時段去禁止控制器輸出并強制一次延時重新起動， (即打嗝模式)，如果限流條件迅速檢測出來，數個逐個限流周期式需要由外部電容在RES端調節，在每個PWM周期中，LM5046從RES電容處或者源出或者漏入電流，如果檢測出限流條件，則5μA電流漏被禁止，30μA電流源被使能，如果RES電壓達到1．0V閾值，重起順序出現。
◇SS和SSSR電容完全充電；
◇30μA電流源關斷，10μA電流源開啟；
◇一旦RES端電壓達到4．0V，10μA電流源即關斷，5μA電流漏開啟，RES電容上的電壓下斜到2V；
◇一旦RES電容電壓達到2．0V閾值，10μA電流源再次開啟，RES電容電壓在4．0V和2．0V之間上下共八次；
◇當計數達到八次時，RES端電壓下拉低，軟起動電容釋放重新開啟軟起動過程，當SS端電壓達到1．0V時，PWM比較器將產生第一個窄脈沖；
◇如果過載條件在重新起動后持續，將開始逐個周期式限流，并再次增加RES端電容的電壓，重復在打嗝模式之下；
◇如果過載條件在重新起動后不再延長出現，RES端將保持地電平，其由5μA電流漏保持繼續正常工作。
打嗝模式功能可以用將RES接到ACND來禁止。在此結構下，逐個周期式保護將立即限制最大輸出電流，沒有打嗝狀態再次出現。
(8)PWM比較器
LM5046脈寬調制比較器是一個三輸入端器件，它比較RAMP端的信號，環路誤差信號或軟起動信號，無論誰為低電平，都去控制占空比。這個比較器為了實現可控制的最小占空比，將工作速度最佳化，環路誤差信號系從外部反饋并給隔離電路形成控制電流進入COMP端，COMP端電流在內部由一對NPN晶體管鏡像出來，它通過一支5kΩ電阻接到5V基準，結果控制電壓經過1V的變化，經過2：1的電阻分壓器加到PWM比較器。
光耦檢測器可以接于REF端和COMP端之間，因為COMP端由輸入電流控制，經過光耦檢測器的潛在差異接近常數，帶寬限制相位延遲，通常由光耦的有效電容插入，從而大大減小。更高的環路帶寬可以達到，因為帶寬限制與光耦一起的極點，現在其在更高的頻率處，PWM比較器的極性與COMP端沒有電流流入結合在一起，使控制器產生最大的占空比。
(9)RAMP端
在RAMP端的電壓提供調制的斜波給PWM比較器，PWM比較器在RAMP端調制斜波信號，經環路誤差信號去控制占空比。調制斜波信號可以執行，或者作為正比于輸入電壓的斜波，或者作為電壓前饋模式的控制。RAMP端由內部MOSFET(RSD (ON)5．5Ω)來重新設置，能使RAMP端，或為電壓型或為電流型控制，允許控制器以最佳控制方法工作，其僅取決于設計約束。
(10)斜率(SLOPE)端
在占空比大于50％的情況，峰值電流模式控制會產生次諧波震蕩，次諧波震蕩是監視寬窄占空比下的正常特性，這可以用加入一個人造斜波來消除之，此即斜率補償去調制RAMP端的信號。SLOPE端提供一個斜波電流源，從0～100μA，其頻率為RT設置的振蕩頻率作為斜率補償，斜波電流源在SLOPE端用來以不同方式給RAMP信號加上斜率補償。
①如圖2(a)SLOPE和RAMP端可以通過合適的電阻一起接在CS端，這種結構將射入電流檢測信號加上斜率補償到RAMP端，但是CS端沒有見到任何斜率補償，因此，在此圖中，斜率補償沒有影響電流限制。

②在第一個圖中，如圖2 (b)SLOPE、RAMP和CS端可以接在一起。在此結構中，斜的電流源從SLOPE端出來通過濾波器電阻電容流出。因此，CS和RAMP兩端將見到電流檢測信號加上斜率補償斜波。在此圖中，電流限制工作由斜率補償完成，限流設置點將會改變。
如果不需要斜率補償，在電壓前饋模式控制中，SLOPE端必須接到AGND端。當RT端同步到外時鐘時，推薦禁止將SLOPE端加上斜率補償，由外部從VCC到CS端接上一支合適的電阻來完成。
(11)軟起動
軟起動電路允許功率變換器很好地達到穩定狀態工作點，因此要減小起動應力和電流浪涌。當偏壓加到LM5046時，SS端電容由內部MOS-FET將其放電。當UVLO、VCC及REF端達到工作閾值內時，SS電容被放開，開始由20μA電流源重新充電，一旦SS端電壓跨過1V，SS將控制占空比，PWM比較器是一個有三輸入端的器件，它比較RAMP信號應對軟起動和環路誤差信號之間的較低信號。在典型的隔離應用中，在二次側建立起偏置源后，二次側的誤差放大器開始軟起動并建起閉環控制來取代從SS端的控制方法。
關斷調節器的一種方法是將SS端接到GND，這樣強制內部的PWM控制信號到GND，迅速減少輸出占空比到0，相關的SS端開始軟起動周期使正常工作恢復，第二個關斷方式是在UVLO部分設置。
(12)柵驅動器輸出
LM5046提供四個柵驅動器，兩個浮動的高邊柵驅動器HO1和HO2，兩個接GND的低邊驅動LO1和LO2。每個內部驅動器都能源出1．5A峰值漏入2A峰值電流。初始時，HO1和LO2先一起導通，隨后四個柵驅動都關斷，然后HO2和LO1一起導通，低邊柵驅動器直接由VCC供電，而HO1和HO2柵驅動器則從升壓電容處供電，升壓電容接于BST1／BST2和HS1／HS2之間，一個外部二極管接于VCC和BST之間，提供高邊柵驅動的功率，其能量從VCC給升壓電容充電得到，當高邊MOSFET導通時，BST1升到峰值電壓為VCC+VHS1。此處VHS1為開關結點電壓，BST和VCC電容要緊靠LM5 046的相應端子，以防止寄生電感，減小電壓傳輸，推薦BST電容為0.1μF，或者再大一些，一個低ESR／ESL電容用于此處，防止HO傳輸壓降。
如果COMP端為開路，輸出將工作在最大占空比，最大占空比對每一相都有死區時間其由RD1電阻設置，如果RD1電阻為0，則最大占空比略小于50％，因IC內有一個固定的死區時間，內部固定的死區時間為30ns，它不會隨著工作頻率變化，最大占空比對每個輸出都可以用下面公式算出

此處，T1是由RD1電阻和FOSC設置的時間，FOSC是震蕩頻率。例如，設置400kHz振蕩頻率，T1時間由RD1電阻設在60ns，結果DMSX為0．488。(未完待續)