一種有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器

ucb(t)=－ucbp(2)

式中：ucbp為電容Cb上最大電壓。

2）在t1時刻Q1關斷，Q1的關斷是ZVS關斷，原邊電流ip通過C1（充電）、C2（放電）繼續按原方向流動。C2經過一段時間的放電，在t12時刻C2上的電壓降到零，Q2上的反并聯二極管開始導通續流。此階段電容C2兩端電壓uc2(t)變化過程為

uc2(t)=Ipot/(C1＋C2)（3）

并有

t12－t1=E(C1＋C2)/Ipo（4）

式中：E為直流輸入電壓。

3）由于Cb上的電壓作用，在t2時刻環流衰減到零，原邊電流變化過程為

ip(t)=Ipo－ucbpt/L1（5）

該狀態持續時間（即環流時間）為

t2－t12=IpoL1/ucbp（6）

此時ucb(t)達到最大值UCbp。由式（2）可近似得到

t2－t0=2UCbpCb/Ipo（7）

4）在t2～t23時刻，電容Cb上的能量通過變壓器漏感對Q2的輸出電容充電，由于時間常數很小，可認為該過程響應速度很快，諧振過程很快結束。穩定時Q2兩端電壓保持為UCbp。

5）t23時刻Q4關斷，顯然，由于此時Q4上電壓電流均為零，因此Q4是ZVZCS關斷。經一個固定的死區時間后，在t3時刻，Q2、Q3同時導通，由于此時Q2兩端電壓為UCbp，由設計可保證UCbp10％E，且環流已衰減到零，因此可近似認為Q2是ZVZCS導通。而Q3是硬開關導通，而且Q3導通時其兩端電壓大小約為直流輸入電壓大小。而在普通硬開關工作方式下Q3導通時其端電壓是直流輸入電壓的一半，因此ZVZCS控制模式下Q3導通時輸出電容上的能量損耗反而比普通硬開關狀態下大，這是這種方法最大的缺點。為了減輕該缺點所帶來的不利因素，Q3、Q4可選輸出電容較小的功率管如IGBT。

6）在t3時刻之后電路工作過程和t0～t3時類似，這里就不詳細分析了。

3 全范圍實現ZVS和ZCS的約束條件

由式（2）可以看到，在占空比一定時，隔直電容Cb越小，UCbp越大，由式（6）可看到，變壓器漏感越小、ucbp越大，則環流時間越短，因而ZCS實現得越充分。將式（7）代入式（6），并設t12－t0=DT/2（D為占空比，T為開關周期），則有

t2－t12=4CbL1/DT（8）

可見在電路參數固定的情況下，環流時間是一個固定值，不依賴于負載。實驗也表明，適當減小開關頻率，從而使DT變大，可使環流時間t2－t12減小，有利于ZCS的實現。

由式（4）可看到C1、C2越大，超前橋臂由導通轉截止后，C2上電壓降到零的過渡時間越長，因而ZVS實現得越好。而且負載越輕（Ipo越小），過渡時間越長。而移相控制由于超前橋臂上下兩個開關管的導通基本是互補的，因此在輕載時很難實現開關管的ZVS導通。而相比之下，有限雙極性控制方法就顯出它的優越性。如當Q1關斷后，Q2導通時刻由移相控制時的t12～t3時刻推后到了t3時刻，可以充分保證只有當Q2的續流二極管導通后才使Q2導通，從而保證全范圍的ZVS。實驗證明，在正確設計好電路參數后，超前橋臂的ZVS實現得相當好。

4 應用實例

這種有限雙極性控制的ZVZCSPWM全橋變換器，已應用到一種3kW（48V/50A）通信電源模塊的設計當中。具體參數為：輸入220V/15A；輸出56.4V（最大）/53A（最大）；開關工作頻率60kHz；功率管為IRG4PC50W（高速型IGBT）；變壓器原副方匝數比為24/4；輸出濾波電感40μH；輸出濾波電容5000μF。由于沒有專用的芯片，因此采用UC3825＋CD4042合成所需要的邏輯。原理圖如圖3所示。

圖3 有限雙極性控制邏輯生成電路實例

UC3825A是一種峰值電流型控制芯片，在控制環路中加入電流環后，電源具有響應速度快，保護迅速，源效應和負載效應好等優點。模塊整機功率因數為0.99，效率90％，重約10kg。該產品已成功運行于某移動通信基站現場。

5 結語

有限雙極性控制ZVZCSPWM全橋變換器，能實現全范圍的ZVS和ZCS開關，提高了電源的效率，減小了輸出紋波和電磁干擾。實踐證明了這種控制方法的可靠性。