射頻接收系統晶體振蕩電路的設計與分析

簡介 采用了理論分析、工程估算、SPICE模擬以及與實際調試相結合的方法確定了射頻接收系統中晶體振蕩電路的結構、直流工作點及電路的元器件參數。
關鍵詞 射頻 晶體振蕩器 SPICE模擬 工程估算

　　隨著通信技術的快速發展，振蕩器的研究、設計和技術得到了很大的發展。為了適應無線尋呼接收機、FM-SCA股票機、PDA等通信產品的小型化，在射頻接收電路中一本振采用了晶體振蕩電路。

一、 射頻接收中晶體振蕩電路的設計及工程估算

1. 振蕩電路的確定

　　對振蕩電路的選擇取決于對工作頻率、頻率穩定度的要求，同時還要考慮射頻接收小型化、低功耗及其他要求。晶體振蕩電路應設計成結構簡單、功耗小、調試方便并且頻率可以微調的電路。經過分析，確定采用如圖1所示的結構。該電路為電容三點式振蕩，是串聯式晶體振蕩電路。

圖1 一本振石英晶體振蕩電路原理圖

(1) 振蕩電路原理分析

　　圖2為圖1的交流等效電路，其中C16、C17、L05組成的支路相對于三次泛音晶體的基頻開路，在晶體的標稱頻率振蕩時可以不考慮。由于振蕩器的輸出負載和振蕩器之間是弱耦合，故也可以忽略不計。晶振工作在串聯諧振頻率上，且晶振發生串聯諧振時，該振蕩器電路的正反饋最強，只有這時才能滿足振幅條件而使電路起振。一旦晶振工作點偏離串聯諧振點，由于晶體的動態電感很大，而R09較小，則等效并聯在電感和晶振兩端的電阻較小，大大影響了諧振網絡的Q值，使電路無法工作。

圖2 交流等效電路

　　在此電路中，電路進入集電結的飽和區而發生飽和限幅失真，集電極電流因此包含豐富的諧波分量，輸出負載網絡調諧在振蕩回路的二次諧波上（L06和晶振支路相對于二次諧波開路），而有效抑制基波及其余各次諧波。

　　此種類型的振蕩器可以用如圖3所示的模型描述，即一個線性時不變網絡（LTIN）將振蕩器電路分成三部分：一個非線性有源器件、一個基波諧振網絡和一個二次諧波網絡。

圖3 一本振石英晶體振蕩器等效電路模型

　　其中，有源器件的電流-電壓轉移關系可描述為：

由于除了基波和二次諧波外，其他各次諧波沒有可以流通的諧振回路，故為簡化起見，分析時僅列出這兩項（如上式所示）。在本電路中，二倍頻選頻回路與基波振蕩回路之間屬弱耦合，且二次諧波分量對振蕩回路電流I的影響甚小，故U≈U1。因此,在分析此電路時，可先忽略二倍頻選頻回路，僅分析基波諧振回路與有源器件形成的網絡回路，求出各點的基波電壓幅度。由于該電路也會出現集電極飽和，因此集電極-基極電壓被限幅，然后由圖中基極-發射極電壓與集電極各次諧波電流的關系得到集電極二次諧波電流，由此電流與二倍頻選頻網絡組成的回路得出其二次諧波輸出電壓幅度。

(2) 頻率穩定度分析

　　圖4為由交流等效電路圖簡化后得到的振蕩回路中基波回路的交流等效電路圖。振蕩器的環路增益可近似表示為AL=gmZL(C2/C1)，其中ZL是L、C1、Y1和C2的并聯阻抗，而Y1為晶體的等效阻抗，則頻率穩定度為：

圖4 振蕩器的交流簡化圖

　　環路增益的極點有兩對共軛解，頻率為（式中C為C1與C2的并聯電容），其中頻率為ω01的極點位于右半平面，ω02的極點位于左半平面，故頻率穩定度為

其中，Q2為晶體的品質因數，Q1為回路的品質因數，Q2?Q1，所以Sf≈2Q2。由式(2)可知，采用上述振蕩電路的頻率穩定度極高，即振蕩電路的振蕩頻率很穩定，有利于保證振蕩頻率的一致性。

　　調整L、C1、C2或由于溫度等的變化使L、C1、C2值發生變化時，振蕩頻率的相對變化率為

　　式(3)表明：晶體振蕩器的頻率在由晶振和外部調整網絡共同構成的回路中，外部LC網絡的Q值應該選擇得比較低，才有益于晶體振蕩器的頻率穩定。

2. 晶體管的選擇與靜態工作點的確定

　　對小功率振蕩器，晶體管的選擇原則是能在工作頻率范圍內穩定地振蕩。此外，管子除了應有足夠大的跨導外，對于高頻振蕩器，其特征頻率fT應大于振蕩頻率f。靜態工作點的設定除了考慮起振和波形失真兩方面要求外，還應考慮射頻接收的低功耗要求。Motorola的晶體管MMBR911等即符合要求。圖5為振蕩電路的靜態偏置電路。R07、R09分別為集電極和基極偏置電阻，靜態工作點為Ub=0.7V、Uc=0.62V，集電極電流為 1.30mA。

圖5 靜態偏置電路

3. LC回路參數與二倍頻電路參數的確定

　　(1) 工程估算

　　以實際開發中的SCA股票機為例，假設接收頻率為101.1MHz，第一中頻為10.7MHz，則本振信號頻率為90.4MHz。本振信號取自晶體振蕩器的二次倍頻信號，則該晶體的標稱頻率為45.2MHz。根據石英的特點，這種頻段的晶體一般采用石英的三次泛音制成。

　　作為工程計算，當回路諧振時，圖1中石英晶體可以近似地等效為純電阻。振蕩回路與二倍頻回路的耦合是弱耦合，因此，在計算回路諧振頻率時，可以忽略二倍頻回路對振蕩回路的影響。設C18=39pF，C19=10pF，則回路串聯電容值主要決定于C19，計算時可以忽略晶體管參數Cbe。

　　下面計算回路諧振頻率為45.2MHz時可調電感的中心值：

式中,

　　在實際使用中，由于寄生參數等的影響，L06的值還須實驗校正或適當調整C19的值。同時，在各頻段的電路調試中，若電容C18 和C19的值不變，則在不同頻段L06的值應有所不同。電感值應由工程估算后，經實驗確定。

　　在振蕩電路中，發射極電感L07作軛流圈使用。它與C19組成的回路應諧振在三次泛音晶體的基頻15MHz左右，以抑制振蕩回路的基頻分量，故可取L07=10μH，此時回路的諧振頻率為

　　采用電容耦合取出振蕩信號，通過二倍頻網絡的選頻作用，在混頻管基極得到所需的本振頻率信號。二倍頻電路由并聯LC回路組成。設可調電感L05的中心值為105nH,當回路諧振在f=90.4MHz時，電容C17近似計算如下：

　　以上為振蕩回路與選頻回路的主要元器件的工程估算值，精確值還須實驗調試確定。

(2) SPICE模擬

　　采用SPICE分析時，由于回路中有高Q值的石英晶體，在串聯諧振點附近，電路對微分方程的不精確性格外敏感，最壞情況是正弦波在諧振點附近而又不在諧振點。這種情況下，SPICE誤差控制公式不夠嚴密，因此結果會不準確。

　　在進行SPICE模擬時，起初以工程估算值進行模擬，結果不太理想。后來，經過不斷調整諧振回路參數，發現在L06=1.4μH、C17= 24pF、C18=39pF、C19=10pF、L07=10μH時效果最好，其瞬態分析結果如圖6所示（在模擬中晶振采用了近似短路模型）。

　　由圖6可知：該振蕩電路在約大于100ns的時間內就能穩定地振蕩，完全滿足射頻接收中的預升起工作時間的要求；另外,二次諧波的頻率較準，幅度遠大于50mV，也能滿足混頻器對它的要求。

圖6 一本振晶體振蕩器瞬態分析結果

二、 實際電路中的振蕩元器件參數

　　由以上分析所得的振蕩回路及二倍頻選頻回路元器件參數運用到實際電路中進行測試,發現由于寄生效應的影響，這些元器件值并非最好：在確定了電感值的基礎上，通過改變電容值使該電路的二倍頻輸出的頻率為所需頻率，并且其頻譜較純、幅度最大（在無高頻信號輸入的情況下用多功能綜合測試儀測試混頻輸入級）。實驗結果表明：當C17=22pF、C16=2.2pF、L06=1.2μH時，一本振的振蕩頻率為晶體的標稱頻率，且二倍頻選頻輸出為100mV 左右的二次諧波頻率的正弦波。所以，在實際運用中射頻接收中的一本振的電路我們選用了如圖1所示的電路。

三、 提高振蕩電路性能指標的方法

　　本地振蕩電路的性能直接影響射頻接收電路的總體性能，因此，從電路總體性能的要求出發，對本振電路提出的相應設計要求主要包括振蕩信號的強度、雜波抑制、頻率準確度、穩定度等。提高振蕩電路性能指標的方法如下：

　　 選用寄生響應比較高的泛音晶體。
　　 提高振蕩回路及選頻回路的選擇性。
　　 在使用晶體時，應規定較大的寄生響應電阻比。一般三次泛音晶體應大于4∶1。
　　 當晶體串聯諧振頻率ω1偏離回路諧振頻率超過一定數量時，振蕩信號強度變小，且出現畸變，雜波分量加大，這種情況應避免。
　　 二倍頻選頻電路的頻率響應也是影響振蕩信號的強度及雜波分量大小的因素。因此，應選用高Q值電感，以提高回路增益及減小帶寬。

　　最后，經實際測試，該振蕩電路起振時間短、振蕩幅度穩定且振蕩頻率可實現在晶振的標稱值附近進行微調，其頻率穩定度高且二倍頻回路選頻效果良好，幅度可達50～100mV，符合混頻器對本振信號的功率要求。

參考文獻

1 王國裕，陸時瑩. SPICE-Ⅱ通用電路分析程序使用方法及其應用. 南京：東南大學出版社，1988
2 高文煥，汪蕙. 模擬電路的計算機分析與設計――Pspice程序應用. 北京：清華大學出版社，1999
3 Ferking M E著. 晶體振蕩器設計與溫度補嘗. 杜麗冰，詹漢強譯. 北京：人民郵電出版社，1985