用于IEEE 802.11b/g WLAN直接下變頻接收機的射頻前端設計

研究結果表明，當高通濾波器的fC為傳輸數據速率的0.1％時，數據能夠被正確地傳輸和恢復。針對IEEE 802.11接收機fC設計應該達到10 kHz。

圖6是交流耦合高通濾波器的具體實現電路。采用線性區(qū)MOS器件提供兆歐級電阻，可以節(jié)省電阻面積。

設計偏置電路，使M1工作在飽和區(qū)，M2工作在線性區(qū)，那么，

如果L2=L1，W1=W2，則Ron2=g-1m1。降低gm1，就可以得到很大的Ron2。

電路設計時需要注意2個問題：一是M1和M2開啟電壓的失配，因此需要將晶體管過驅動電壓設計大于200 mV抑制失配的影響；二是由于輸入信號電平導致M2的Ron2變化，幸運的是，鑒于信號波形特性，信道內的失真容限很高，而耦合電容在鄰信道頻率呈現較低阻抗，信道外失真較大。

2.4 基帶線性放大器

圖7是基帶線性放大器和差分高通濾波器的完整電路。

與圖6不同的是，M2、M3共用一個M1晶體管做偏置。基帶放大器采用單管直接帶負載電阻輸出，以提高電路的線性度，改善系統(tǒng)整體性能。

2.5 信道選擇濾波器

圖8是簡單的信道選擇濾波器電路。其中運算放大器連接成單位增益，可以用源極跟隨器實現，但為了降低引入閃爍噪聲，源極跟隨器應該使用大尺寸的晶體管。

信道選擇濾波器的傳輸函數計算公式為：

2.6 l／f閃爍噪聲

在直接下變頻結構中，l／f閃爍噪聲是不可避免的，需要設計者仔細考慮。然而對于IEEE 802.11b／g協(xié)議的22 MHz信道帶寬(基帶信號占用11 MHz以內的頻帶)，具有幾百kHz拐角頻率閃爍噪聲的影響可以降到忽略不計的程度。證明如下。

如果fcorner=200 kHz，有Sl／f(200 kHz)=Sth，這里Sl／f和Sth分別表示l／f噪聲和熱噪聲的功率譜密度。假設Sl／f=K／f，其中K=(200 kHz)×Sth。下面計算從10 kHz到11 MHz總的噪聲：

如果電路沒有閃爍噪聲，總的噪聲功率為：V2n=(11 MHz)Sth，僅僅低了0.2 dB。根據文獻[2]分析，即使考慮到100 Hz的閃爍噪聲，信噪比最大的退化也低于0.6 dB。因此，這里低頻閃爍噪聲并不足以影響系統(tǒng)整體性能指標。

3 版圖和設計結果

接收機射頻前端使用TSMC 0.18μm CMOS工藝實現，版圖面積為1 280μm×1 200μm。圖9給出了整個系統(tǒng)的版圖照片。

圖10是系統(tǒng)低頻基帶部分的傳輸函數，-3 dB帶寬為9 kHz～11 MHz。

接收機前端性能總結如下：輸入頻率為2.4 GHz，噪聲系數為3.5 dB，電壓增益為31 dB，S11為小于-15 dB，IIP3為-8 dBm，IP2為大于+30 dB，輸入ldB功率為-25 dB，采用工藝為CMOS 0.18μm，功耗為32 mW。可以看出，在兼顧低功耗和線性度同時，獲得了非常好的增益和噪聲性能。