CMOS射頻接收機系統與電路
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關于接收機的動態范圍，有兩種動態范圍的定義：無寄生動態范圍（Spurious-free Dynamic Range，SFDR）和模塊化動態范圍（Blocking Dynamic Range，BDR），如圖6所示。SFDR是從噪聲基數到產生互調積等于噪聲功率的輸入功率的一段輸入信號范圍，而BDR是從噪聲基數到1dB壓縮點p-1dB的一段輸入功率范圍。互調積是由接收機組件的非線性引起的不需要的諧波，如低噪聲放大器和混頻器的非線性引起的諧波失真。在大多數射頻接收機中，三階交調點（IP3）是基本頻率組件增益曲線與三階諧波增益曲線的交點。在零拍系統中，偶數階失真是非常嚴重的FE1，二階交調點（IP2）也被詳細說明。1dB增益壓縮點對應于線性增益壓縮到1dB時的輸入功率。上面的參數之間的相互聯系可以由下面方程給出：
因此，整個接收機的動態范圍由每一個單個的組件的噪聲系數和互調交點確定。例如，一個有三Cascade級的系統的Cascade噪聲系數和交點可以由下面兩個方程計算得到：
式中Avi代表第i級的增益，NFi表示第i級的噪聲系數，IIP3i代表第i級的三階交調點。
射頻接收機集成電路
如前所述，過去大部分蜂窩式無線電話采用超外差式結構。然而，盡管零拍式接收機的結構簡單，但是因為其直流偏移量的問題很少被采用。由于一些新出現的應用要求，特性和功能與過去的要求不同，零拍式結構和一些其它的結構正在變得更加利于實際的制作。在這部分，主要討論最近發表的三種不同的射頻接收機集成電路的例子。
第一個例子是一個2GHz寬帶WCDMA接收機。它是直接變頻接收機，結構框圖如圖8所示。
與調制方案（如二進制頻移鍵控）不同，直流切口（DC notch）不能應用于WCDMA便攜式系統中。然而，由于采用偽隨機的順序進行擴頻操作，一個信息位的損失在一個周期上僅為一個平均數，所以這樣一個寬帶擴展頻譜系統對直流組件的取消并不敏感。正如圖8中所示整個基帶電路帶有伺服系統反饋環，因此直流偏置并沒有被取消。雙邊帶噪聲系數為5.1dB，IIP3和IIP2分別為-9.5dB和B=+38dB。整個接收機的工作電壓是2.7V，工作電流是128mA。
第二個例子是一個雙頻帶CMOS接收機。它采用了Weaver象頻干擾抑制結構，工作在900MHz和1.8GHz頻帶。圖9顯示了該接收機的結構框圖。從圖9中我們可以看到，它利用象頻干擾抑制接收機輸出信號的相加和相減來選擇信號頻帶高于中頻還是低于本地振蕩器的頻率。采用雙工機的兩個分立的設置、LNA 和第一級中頻混頻器來獲得兩個不同的信號工作頻帶。頻帶選擇控制有效的降低了功耗。第一級中頻混頻器的輸出經過兩個帶通濾波器濾除不需要的信號，第二個混頻器產生I和Q基帶輸出。帶選擇控制通過相加或相減，選擇所希望得到的信號。由于第一級的中頻在900MHz和1.8GHz之間，在映像和有用信號之間的900MHz的帶寬允許對映像進行實質的抑制。該接收機的性能參數：在900MHz時，噪聲系數4.7dB，IIP3為8dB；在1.8GHz時， 噪聲系數4.9dB，IIP3為6dBm。工作電壓3V時， 整個接收機的功耗是75mW。
第三個例子是一個采用最小平均平方（LMS）校準技術的象頻干擾抑制結構接收機，該接收機采用Weaver結構，工作在2GHz頻帶。接收機的組成框圖如圖10所示。
該種類型接收機采用了增益和相位校準電路，如圖10所示。結構中的LMS適應電路可以調整第二級變頻的增益和相位，而不影響射頻混頻器或第一級的本地振蕩器。進行校準時，在射頻輸入端口加一個鏡象信號，調整系數W1、W2直到y（t）等于零。該接收機的性能參數：在2GHz時，噪聲系數5.2dB，IIP3為-17dB。工作電壓2.5V時，整個接收機的功耗是55mV。
圖10 采用最小平均平方校準技術的象頻干擾抑制接收機的簡單框圖
未來的射頻接收機
隨著新的無線標準的引進，如藍牙標準和3G標準，未來的射頻接收機不僅需要處理聲音信號，而且需要以較高的比特率來處理大量的數據信號。為了滿足這些新應用的要求，要求接收機具有高性能和更高的精確度，這樣給射頻接收機的設計帶來許多挑戰。人們希望在同一芯片上具有集成多種標準的功能，這就要求來用具有成本效益，同時具有更高的集成度的方式采設計多標準、多頻帶接收機。正如前面的討論和射頻接收機集成電路的例子看到的一樣，減小片外組件的數量和芯片的面積需要做很多工作，并且正在努力對接收機的結構和電路拓撲結構進行新的創新來達到上面的目標。
與當前高頻領域中的III-V族、SiGe電路相比，CMOS充分利用Si技術的成熟、低成本特性，具有成本低、集成度高、技術成熟等特點。CMOS技術在保持系統性能不變的同時，降低高頻系統的設計制作成本，因此正在得到廣泛研究和應用。
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